Суммирование мощностей сигналов СВЧ транзисторных генераторов тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.12.04, кандидат наук Фам Ки

• Фам Ки
• кандидат наук
• 2019

Оглавление диссертации кандидат наук Фам Ки

СОКРАЩЕНИЯ И ОБОЗНАЧЕНИЯ

ВВЕДЕНИЕ

ГЛАВА 1 ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ СВЧ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ ПОВЫШЕНИЙ МОЩНОСТИ

1.1 Параметры мощных СВЧ транзисторов

1.2 Способы суммирования мощности сигналов СВЧ генераторов

1.3 Многолучевые спутниковые системы радиосвязи типа Турайя

Выводы по первой главе

ГЛАВА 2 АНАЛИЗ НЕЛИНЕЙНЫХ СВОЙСТВ СВЧ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ

2.1 Двухчастотный метод спектрального анализа нелинейного СВЧ генератора

2.2 Метод спектрального анализа нелинейного СВЧ генератора на основании функции Вейерштрасса

2.3 Повышение коэффициента полезного действия СВЧ генератора

линейного типа

Выводы по второй главе

ГЛАВА 3 ДВА ТИПА СВЧ МОСТОВЫХ УСТРОЙСТВ

3.1 Мостовые устройства квадратурного типа

3.2 Синфазные мостовые устройства

Выводы по третьей главе

ГЛАВА 4 АНАЛИЗ И СИНТЕЗ СУММАТОРОВ МОЩНОСТЕЙ СВЧ СИГНАЛОВ

4.1 Два типа сумматоров мощностей СВЧ сигналов

4.2 Анализ и синтез сумматора 1-го типа

4.3 Анализ и синтез сумматора 2-го типа

Выводы по четвертой главе

ГЛАВА 5 СВЧ ФИЛЬТР С УПРАВЛЯЕМОЙ ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ

5.1 Анализ структуры на связанных микрополосковых линиях

5.2 Анализ и компьютерный расчет 4-х звенного полосового фильтра

Выводы по четвертой главе

ГЛАВА 6 ВНЕДРЕНИЕ РЕЗУЛЬТАТОВ ИССЛЕДОВАНИЙ

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

Приложение

Приложение

Приложение

Приложение

Приложение

Приложение

Приложение

Приложение

Приложение

АКТ ВНЕДРЕНИЯ

Сокращения и обозначения

СВЧ Сверхвысокочастотные

КПД Коэффициент полезного действия

ФАР Фазированная антенная решетка

КСВ Коэффициент стоячей волны

ЭВМ Электронно-вычислительная машина

ЛПД Лавинно-пролётный полупроводниковый диод

ИМИ Интермодуляционные искажения

СМ Смеситель

ПУ Предоконечный усилитель

УПЧ Усилитель промежуточной частоты

ОКУ Оконечный усилитель

НО Направленный ответвитель

ИМ Измеритель мощности

БН Балластная нагрузка

РС Разделитель сигналов

СС Сумматор сигналов

МПЛ Микрополосковые линии

АС Анализатор спектра

ВВЕДЕНИЕ

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Суммирование мощностей сигналов СВЧ транзисторных генераторов»

Актуальность работы.

За последние 10-20 лет СВЧ радиопередающие устройства систем радиосвязи повсеместно стали полупроводниковыми. Поскольку мощность СВЧ транзисторов на один-два порядка меньшее требуемой мощности радиопередатчиков, то доминирующим способом построения последних является суммирование мощностей сигналов определенного числа СВЧ генераторов.

Сказанное касается и радиопередающих устройств спутниковых систем радиосвязи, в которых к задаче по суммированию мощностей сигналов присоединяется требование по разделению их по разным частотным каналам.

В рамках рассматриваемой диссертационной работы развиты научно-технические основы методов компьютерного моделирования, анализа и расчета различных схем суммирования мощностей сигналов СВЧ генераторов, проведена классификация схем сумматоров и их матричный анализ, рассмотрены и решены вопросы, связанные с суммированием мощностей сигналов, в том числе перераспределения мощностей в многолучевых системах радиосвязи.

При практической реализации принципа суммирования мощностей сигналов СВЧ генераторов возникает много проблем, требуемых теоретического анализа и технических решений.

Цель диссертационной работы состоит в развитии научно-технических основ методов компьютерного моделирования, анализа и расчета различных схем суммирования мощностей сигналов СВЧ генераторов, применяемых в системах радиосвязи.

Задачи диссертационной работы. Для достижения указанной цели в работе решаются следующие задачи:

1. Разработка алгоритмов и компьютерных программ анализа нелинейных свойств СВЧ транзисторных генераторов, влияющих на процесс суммирования сигналов.

2. Анализ частотных свойств сумматоров сигналов как квадратурного, так и синфазного типа.

3. Анализ влияния на результат суммирования сигналов при их расхождение по амплитуде и начальной фазе.

4. Развитие и исследование способа разделения сигналов в многолучевых системах радиосвязи.

Методы исследования. При решении поставленных задач в диссертационной работе использованы:

1. Матричный анализ СВЧ устройств.

2. Спектральный анализ СВЧ нелинейных устройств.

3. Функция Вейерштрасса.

Научная новизна работы заключается в следующем:

1. Разработан метод спектрального компьютерного анализа нелинейных динамических устройств, в том числе на основе функции Вейерштрасса.

2. Разработаны алгоритмы и соответствующие компьютерные программы анализа параметров сумматоров квадратурного и синфазного типа в широкой полосе частот.

3. Впервые предложена и разработана структура нового типа СВЧ полосового фильтра на связанных микрополосковых линиях с электрически управляемой полосой пропускания с помощью варикапов.

4. Разработан способ перераспределения мощностей сигналов с помощью специально-соединенных мостовых квадратурных устройств в многолучевых системах радиосвязи.

Практическая ценность состоит в следующем:

1. В использовании комплекса разработанных компьютерных программ при инженерном проектировании СВЧ транзисторных радиопередатчиков с суммированием мощностей сигналов.

2. В применении нового типа СВЧ полосового фильтра с управляемой полосой пропускания в системах с частотным, множественным доступом к каналу радиосвязи.

3. В анализе и синтезе сумматоров сигналов с перераспределением их мощностей, применяемых в многолучевых системах спутниковой радиосвязи.

Основные положения, выносимые на защиту:

1. Целесообразность спектрального анализа нелинейных динамических устройств не только на основе двухчастотного метода, но и с помощью функции Вейерштрасса.

2. На разделении сигналов в многолучевых спутниковых системах радиосвязи с помощью мостовых квадратурных устройств, что позволяет использовать один общий СВЧ усилитель для всех лучей и существенно, не менее чем в два раза, сократить массу и объем спутникового ретранслятора.

3. На предложенный способ повышения КПД СВЧ транзисторного генератора линейного типа на 20-30% путем регулирования его напряжения питания в зависимости от мощности усиливаемого сигнала.

Результаты работы внедрены:

- В учебный процесс по курсу «Генерирование и формирование телекоммуникационных сигналов» на кафедре «Радиоэлектронных систем и комплексов» ФГБОУ ВО «МИРЭА - Российский технологический университет» (имеется акт о внедрении).

Апробация результатов работы. Материалы диссертации обсуждались и получили одобрение на следующих научно-технических конференциях:

1. 3-я научно-техническая конференция студентов и аспирантов «МИРЭА -Российского технологического университета», 25 май 2018г. «СВЧ фильтр с управляемой полосой пропускания».

2. Международная научно-практическая конференция «Физико-математические и технические науки как постиндустриальный фундамент эволюции информационного общества», 25 марта 2018г., г. Самара. «Формирование шумоподобного сигнала на основании функции Вейерштрасса».

3. Международная научно-практическая конференция «Современные концепции развития науки», 26 октября 2018г. г. Уфа. «Повышение КПД усилителя линейного типа».

4. 3-я международная научно-практическая конференция «Технические науки: научные приоритеты учёных», 25 ноября 2018 г., г. Пермь. «Повышение КПД усилителя линейного типа».

5. 4-ый международный конкурс учебных и научных работ студентов, магистрантов, аспирантов, докторантов «Quality Education - 2018», 20 ноября 2018г., г. Москва. «Повышение КПД усилителя линейного типа», на котором получено 4-ое место. (Приложение 9)

6. Финал международного первенства «Качество образования- 2018», 28 декабря 2018г., г. Москва. «СВЧ фильтр с управляемой полосой пропускания», в котором получено 2-ое место. (Приложение 9)

7. Конкурс статей IV международной научной конференции «Scientific Discoveries» Чехия, Карловы Вары - Россия, Москва, 31 января 2019 г., г. Москва. «Два метода спектрального анализа нелинейности СВЧ транзисторного усилителя мощности», на котором получено 1-ое место. (Приложение 9)

Публикации. По результатам диссертации опубликовано 5 печатных работ, 2 из которых в изданиях Перечня ВАК, 1 работа в трудах международных научно-технических конференций, 2 в других научных изданиях.

Статьи в журналах, входящих в Перечень ВАК:

1. Каганов В.И., Фам Ки. СВЧ фильтр с управляемой полосой пропускания //радиотехника.- 2019.-№1-С. 70-72.

2. Каганов В.И., Фам Ки. Перераспределение мощности сигналов в многолучевых системах радиосвязи // Российский технологический журнал.- 2019.-№4.

Статьи в других журналах и сборниках трудов:

1. Каганов В.И., Буй Хыу Чык, Фам Ки. Формирование шумоподобного сигнала на основании функции Вейерштрасса // Физико-математические и технические науки как постиндустриальный фундамент эволюции информационного общества: сборник статей Международной научно-практической конференции (25 марта 2018г, г. Самара).- Уфа:ОМЕГА САЙНС, 2018.-С. 33-36.

2. Каганов В.И., Фам Ки. Два метода спектрального анализа нелинейности СВЧ транзисторного усилителя мощности // восточно-европейский научный журнал № 37, сентябрь 2018.-С. 41-45.

3. Фам Ки. Повышение КПД усилителя линейного типа // современные концепции развития науки: сборник статей Международной научно-практической конференции (26 октября 2018г, г. Уфа)./в 3 ч. Ч.3 - Уфа: ОМЕГА САЙНС, 2018.-С. 7-10.

Структура и объем работы. Диссертационная работа состоит из введения, шести глав, заключения, 9 приложений и списка литературы. Работа изложена на 107 страницах машинописного текста, иллюстрирована 44 рисунками, 3 таблицы, список литературы включает 52 наименований.

ГЛАВА 1. ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ СВЧ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ ПОВЫШЕНИЙ МОЩНОСТИ

1.1. Параметры мощных СВЧ транзисторов

Большинство современных систем радиосвязи являются системами множественного доступа к каналу радиосвязи с частотным и кодовым разделением цифровых сигналов. В таких системах по причине одновременного усиления множества сигналов и исключения их взаимного влияния друг на друга предъявляются определенные требования по обеспечению линейных свойств всех трактов усиления сигналов, в том числе и усилителей мощности. В этой связи возникает проблема измерения нелинейных свойств усилителей мощности СВЧ сигналов и возможная линеаризация их параметров таких генераторов. [3, 4, 7]

Таблица 1.1. Параметры мощных кремниевых, арсенид-галлиевых и нитрид-галлиевых полевых и биполярных транзисторов_

Наименование производитель Диапазон Выходная Напряжение КПД Коэффициент

частот мощность питания не менее усиления не менее

Единицы ГГЦ Вт В % дБ

измерения

0РБ1022 Qorvo 12 10 32 54* 13*

ПП9138А АО «НИИЭТ» Г. Воронеж 6 15 28 50 11

ПП9138Б -//- 6 25 28 50 9

ТСБ2979-8М Qorvo(6biBm. Triquint) 12 25 32 56* 11,5*

С0ИУ1Б0258 Wolfspeed (бывш. Cree) 15 25 40 53 14

80К5867-30Л Sumitomo 5,85-6,75 30 24 45* 12,5

С0И55030Р2 Wolfspeed (бывш. Cree) 4,5 -6,0 30 28 60 12

80К5867-60Л Sumitomo 5,85-6,75 60 24 40* 12,5

80К5867- -//- 5,85-6,75 100 24 45* 13,5

100Л/001

Следует отметить, что во многих случаях мощность СВЧ транзисторов на порядок и более раз меньше требуемой мощности радиопередатчика. В подтверждение сказанного параметры наиболее мощных кремниевых, арсенид-галлиевых и нитрид-галлиевых полевых и биполярных транзисторов представлены в таблице 1.1.

Таким образом, следует отметить две особенности современных радиопередатчиков системы радиосвязи, в том числе и спутниковых:

• суммирование мощностей СВЧ полупроводниковых генераторов ,

• обеспечение линейных свойств таких генераторов.

1.2. Способы суммирования мощностей сигналов СВЧ генераторов

Мощность СВЧ полупроводниковых приборов ограничена, причем для большинства из них теоретический предел максимального значения мощности, с увеличением частоты сигнала снижается по закону К/£ Вместе с тем требуемая мощность СВЧ радиопередатчиков может во много раз может превышать мощность одного полупроводникового прибора. Существующий разрыв между значениями этих мощностей обусловливает использование в радиопередатчиках разнообразных способов суммирования мощностей сигналов однотипных генераторов (как и ранее, под термином «генератор» будем понимать усилитель мощности СВЧ колебаний). Различают три основных способа суммирования: с помощью многополюсных схем, многоэлементной антенной решетки и общего резонатора. Структуры схем этих способов суммирования показаны на рис.1.1. [1, 7, 12]

Делитель

Сумматор

1 >

/ 1 2

\ 1 п л

1

О

> 1

2 \

> п /

Делитель

а)

1 >

/ 2 Л

\ п Л

1

б)

в)

Диаграмма направленности

Рис.1.1. Структурные схемы способов суммирования мощности При первом способе к специальному многополюсному устройству подключают большое число однотипных генераторов, мощность которых поступает в общий выходной канал, связанный с нагрузкой (рис.1.1, а). [7]

При втором способе сложение мощностей сигналов производится в пространстве с помощью фазированной антенной решетки (ФАР), включающей большое число соответствующим образом ориентированных излучателей, каждый из которых возбуждается от самостоятельного генератора СВЧ сигнала (рис.1.1,б). Все сигналы имеют равные частоты, близкие по значению амплитуды и различающиеся по определенному закону начальные фазы. Двумя первыми способами можно, складывать мощности как транзисторных, так и диодных СВЧ генераторов, причем процессу суммирования должен предшествовать процесс деления мощности первичного источника сигнала. [7,9,18]

Третий способ используется для сложения мощностей только СВЧ генераторных диодов, расположенных в общем резонаторе (рис.1.1,в). По существу

при нем создают мощный автогенератор, состоящий из единой колебательной системы и большого числа активных приборов. [7]

Практически первый способ позволяет повысить мощность радиопередатчика по отношению к мощности одного полупроводникового прибора на 15 ... 20 дБ; второй способ - на 30 ... 40 дБ; третий - на 10 ... 13 дБ. Рассмотрим общие требования, которым должны отвечать перечисленные способы суммирования мощностей сигналов.

При всех способах необходимо выполнять следующие условия:

Условие полной передачи мощности в общую нагрузку. Мощность сигнала на выходе устройства должна быть равна или близка сумме номинальных мощностей отдельных генераторов. Под номинальной мощностью понимается максимальная выходная мощность генератора, отдаваемая им в согласованную нагрузку.

Условие взаимной независимости или развязки входов сумматора. Все генераторы, мощности которых складываются, должны быть взаимно независимы. Это означает, что изменения в режиме работы любого генератора, включая холостой ход и короткое замыкание, не должны влиять на режим и мощность всех других генераторов. Мощность последних должна по-прежнему оставаться равной номинальному значению и поступать в устройство суммирования сигналов. Для выполнения данного требования необходимо, чтобы входы сумматора были развязаны между собой или взаимно независимы. При этом сигнал от каждого генератора не будет поступать в каналы, к которым подключены другие источники, и следовательно, влиять на их работу.

Условие допустимого снижения мощности в общей нагрузке. В процессе работы некоторое число т генераторов из общего количества п может выйти из строя. Желательно, чтобы при этом суммарная мощность в общей нагрузке понизилась только на мощность вышедших из строя источников и, следовательно, стала бы равной Робщ. = (п — т)Р1, где Р1 - мощность одного генератора. Практически данное требование можно реализовать, введя в сумматор переключающие элементы,

что не всегда желательно и возможно. Поэтому в большинстве случаев общая мощность в нагрузке оказывается меньше значения ( п - т )Р1.

СВЧ радиопередатчики относятся обычно к числу широкополосных. В связи с этим названные условия должны выполняться во всей рабочей полосе частот.

К устройству суммирования мощностей сигналов могут быть предъявлены некоторые дополнительные требования. К их числу относятся: возможность рассеивания определенной мощности в балластных нагрузках сумматора при нарушении идеальных условий работы, удобство сочленения генераторов с сумматором; выполнение сумматора по определенной технологии, например, на основе тонких или толстых пленок; фильтрация высших гармоник сигнала, допустимые активные потери в элементах устройства.

Аналогичные требования предъявляются к делителям мощности, используемым в устройствах сложения мощностей генераторов (рис.1.1,а,б), причем, как правило, в качестве делителей используются те же сумматоры, меняются лишь места подключения источников и нагрузки. Единственное дополнительное требование, предъявляемое к делителю, состоит в определении КСВ по его входу при изменении КСВ нагрузок.

Суммирование мощностей СВЧ полупроводниковых генераторов позволяет существенно повысить не только выходную мощность радиопередатчика, но и другие его характеристики: надежность радиопередатчика, поскольку отказ одного из полупроводниковых приборов в выходном каскаде приводит только к некоторому снижению выходной мощности (по существу суммирование мощностей генераторов можно рассматривать как определенный способ «горячего» резервирования); устойчивость работы СВЧ тракта передатчика, так как сумматоры и делители позволяют улучшить развязку между каскадами. Кроме того, при суммировании мощностей улучшаются условия охлаждения, поскольку источники тепла

(полупроводниковые приборы) удается рассредоточить на сравнительно большой поверхности.

Первый способ суммирования мощностей СВЧ полупроводниковых генераторов, основанный на применении многополюсного устройства, называемого в зависимости от его использования сумматором или делителем, разобьем на четыре основные этапа [7]:

• Составим матрицу рассеяния многополюсной схемы, при которой удовлетворяются сформулированные условия суммирования мощностей любого числа СВЧ генераторов;

• определим структуры многополосных схем, удовлетворяющих составленным матрицам рассеяния, проведем классификацию этих схем;

• найдем зависимость Б - параметров и рабочих характеристик составленных схем сумматоров в полосе частот, сравним различные схемы сумматоров;

• оценим потери мощностей сигналов в системах суммирования с учетом отклонения параметров генераторов и многополюсного устройства от идеальных значений. Эти отклонения связаны, в первую очередь, с разбросом амплитуд и фаз складываемых сигналов и с отличием Б - параметров сумматоров от оптимальных значений, особенно в полосе частот.

Принцип суммирования мощностей сигналов с помощью ФАР объясняется с помощью рис.1.2. Большое число идентичных и одинаково ориентированных излучателей - электрических и щелевых вибраторов, рупорных, диэлектрических, спиральных и других антенн составляют многоэлементную антенную решётку. Управление диаграммой направленности такой антенной решетки осуществляется путем изменения фаз сигналов, подводимых к отдельным излучателям. Мощность сигнала, излучаемая ФАР, близка к сумме мощностей всех источников, возбуждающих отдельные излучатели. [7, 12, 18, 34]

Рис.1.2. Диаграмма направленности поля ФАР, состоящей из п + 1 изотропных

излучателей

В целом радиопередающее устройство с ФАР можно представить в виде следующих основных частей - блоков: распределителя СВЧ сигнала; фазовращателей, активных элементов; антенной решетки; специализированной ЭВМ для управления лучом антенны и автоматизированной системы контроля (рис.1.3). [7]

Рис.1.3. Радиопередающее устройство с ФАР

Меняя закон распределения фаз сигналов вдоль решетки излучателей, осуществляют управление лучом диаграммы направленности антенны.

1.3. Многолучевые спутниковые системы радиосвязи типа Турайя

В настоящее время в эксплуатации находится две многолучевые спутниковые системы радиосвязи. AceS (обслуживание территорий Юго-восточной Азии, Индии) и Турайя (обслуживание территорий Северной и Центральной Африки, Ближнего Востока, Индии, Европы, СНГ). [14,21]

В многолучевой спутниковой системе Турайя реализованы практически все виды современной телефонной связи: голосовая связь, передача факсов, SMS сообщений, поддерживается определение координат GPS.

В системе используют следующие диапазоны частоты:

Абонентский терминал - Спутник 1626.5-1660.5МГц

Спутник - Абонентский терминал 1525.0-1559.0МГц

Станция сопряжения - Спутник 6425.0-6725.0МГц

Спутник - Станция сопряжения 3400.0-3625.0МГц

Структура многолучевой спутниковой системы радиосвязи типа Турайя показана на рис.1.4.

В спутниковом ретрансляторе Турайя наряду с суммированием мощностей сигналов обеспечивается режим перераспределения мощностей сигналов между лучам.

Данная проблема подробно рассматривается в гл.4

Шлюзовая станция

Канал связи Ка-диапазона

Лчи Шлюзовая станция

Шлюз наземного сегмента

Спутник Г> о

о~~о

Многоточечная пользовательская связь Ка-диапазона

4 ;

с3

Пользовательские Терминалы VSAT

Рис. 1.4. Структура системы спутниковой связи Турайя

С самого начала своей работы многолучевая спутниковая сеть Турайя предлагает оптимальные по соотношению цена/качество услуги голосовой связи и передачи данных.

Особенности и основные преимущества многолучевой спутниковой системы Турайя: звонок внутри сети осуществляется без использования станции сопряжения, в любой точке зоны покрытия. Точное определение страны и границ зоны действия провайдеров, доступ в сеть и стоимость звонка основана на текущем местоположении абонента, определяемом при помощи GPS приемника. Сочетание спутникового и сотового телефона, а также GPS-приемника в одном аппарате. [25]

Выводы по первой главе

1. Две особенности современных радиопередатчиков системы радиосвязи, в том числе и спутниковых: суммирование мощностей СВЧ полупроводниковых генераторв и обеспечение линейных свойств таких генераторов.

2. Рассмотрены основные способы суммирования с помощью многополюсных схем, многоэлементной антенной решетки и общего резонатора. При всех способах нужно выполнять три следующих условия: полной передачи мощности в общую нагрузку; взаимной независимости или развязки входов сумматора и условие допустимого снижения мощности в общей нагрузке.

3. Рассмотрена структура системы спутниковой радиосвязи типа Турайя. В этой системе применяется один общий усилитель мощности сигналов. В зависимости от трафика передаваемой информации в лучах в данном усилителе приходит перераспределение мощностей между излучаемыми сигналами. Такой режим работы спутниковых ретрансляторов называется «переливанием» мощностей и сигналов.

ГЛАВА 2. АНАЛИЗ НЕЛИНЕЙНЫХ СВОЙСТВ СВЧ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ

2.1. Двухчастотный метод спектрального анализа нелинейного СВЧ генератора

При частотном и кодовом методах множественного доступа каналу радиосвязи следует обеспечить линейные свойства всех трактов прохождения группового многочастотного сигнала. В противном случае по причине нелинейности цепи отдельные сигналы начинают взаимодействовать между собой, создавая взаимные помехи, приводящие к искажению передаваемой информации. Такие нелинейные искажения сигнала называются интермодуляционными, уровень которых должен быть очень мал. [3,4,23,24,30]

Оценить комплексное влияние множества нелинейных эффектов, свойственных радиоэлектронным целям, путем составления и решения системы нелинейных дифференциальных уравнений во многих случаях весьма затруднительно. Поэтому на практике широко используется спектральный метод количественной оценки нелинейных свойств сложных радиоэлектронных цепей, сущность которого состоит в следующем. На вход цепи подается двухчастотный, тестовый сигнал. По спектру выходного сигнала, называемому комбинационным и определяющим интермодуляционные искажения (сокращенно ИМИ), судят о нелинейных свойствах всей измеряемой цепи в целом. Пример такого комбинационного спектра приведен на рис.2.1.а, на котором показаны спектральные составляющие, следующие с интервалом [3,4,26,28,30]

Наибольшими по амплитуде комбинационными составляющими в этом спектре обычно являются составляющие с частотами Гк3=:Т1-£2, наиболее близко расположенные к основным составляющим и называемые ИМИ 3-го порядка. Их уровень в многочастотных системах должен быть, как правило, ниже уровня основных составляющих не менее, чем на 25-30 дБ.

дБ О -

lo -

дБ

О

-lo - 2o

-3o -4o

ИМИ, дБ

-10

-20

-30

«— вход F

а)

f

и

б)

Рис.2.1. Спектр двухчастотного сигнала

0

Для выполнения данного требования цепи должны быть близки к линейным, вносящими очень малые нелинейные искажения в усиливаемый многочастотный сигнал. Пример выходного комбинационного спектра сигнала в двухчастотном режиме работы приведен на рис.2.1,а. График зависимости уровня комбинационной составляющей 3-го порядка в этом спектре от мощности входного сигнала приведен на рис.2.1,б . (Уровень всех сигналов отсчитывается в дБ).

В современных системах с множественным доступом к каналу радиосвязи к СВЧ усилителям мощности предъявляется требование по одновременному усилению большого числа несущих колебаний при низком уровне интермодуляционных искажений. Для выполнения данных требований СВЧ транзисторный усилитель мощности должен иметь следующие две характеристики [3,7] :

линейную амплитудную характеристику - Пвых = УА(Пвх ) и фазо-амплитудную характеристики 0 вых = YF(Uвх ) =сош1:, где ивх - амплитуда входного двухчастотного сигнала, ивых - амплитуда выходного сигнала, 0 вых - разность фаз выходного и входного сигнала.

Однако, по причин нелинейного характера волльт-амперной характеристики как биполярного, так и полевого транзисторов и зависимости их реактивных параметров от амплитуды сигнала, реальные характеристики СВЧ транзисторных усилителей мощности с КПД близким к 50% отличные от идеальных. Пример характеристик СВЧ усилителя мощности частотой 2 ГГц с полевым нитрил-галлиевым транзистором приведен на рис.2.2. [7,11]

Рис.2.2. Характеристики СВЧ усилителя на полевом транзисторе

В целом нелинейные свойства СВЧ усилителя более целесообразно оценивать не по двум данным характеристикам, а по спектру выходного сигнала. При этом важно связать нелинейность двух характеристик (рис.2.1) с уровнем дополнительных спектральных составляющих, появляющихся в выходном сигнале. Такая связь позволяет выработать требования, предъявляемые к параметрам СВЧ транзисторов. Рассмотрим в этой связи два спектральных метода оценки нелинейных свойств СВЧ транзисторного усилителя мощности.

По причине нелинейных свойств транзистора входной синусоидальный сигнал на выходе СВЧ усилителя претерпевает изменения. Но судить по измененной форме выходного сигнала по отношению ко входному затруднительно.

Более "тонким" методом анализа в таких случаях является спектральный метод, основанный на сравнении амплитудных спектров входного и выходного сигналов. Тестовым сигналом при таком методе является я двухчастотный сигнал, позволяющий получить комбинационный спектр выходного сигнала и дать количественную оценку нелинейным свойствам анализируемого генератора [3,26,30]. Поскольку данный метод анализа находит широкое применение в современной радиотехнике, то сначала более подробно рассмотрим структуру самого двухчастотного сигнала, который представим в виде суммы двух синусоидальных сигналов, разнесенных на частоту К.

ивх&) = иг Бт(2п^) + и2 б\П(2Ж(/1 + =

(2.1)

где А(1:) - амплитуда; 0(1) - фаза суммарного сигнала.

Аф = + д2 + 2ц соб(Ш) ;

(2.2)

т

(2.3)

где q=U2IU1 - отношение амплитуд сигналов, П=2п Б.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Фам Ки, 2019 год

\ // /

г >1<х)

д)

-"0.5 -0.4 -о.з -0.: -0.1 о 0.1 о.: 03 0.4 о.з

Рис.4.14. Зависимость активной составляющей части входного сопротивления от

частотной расстройки

- 12.5

ЛВД

лад _25 лЪЗ(л)

-37.5

-30

/У хЪ Кх>

/ / \ хЬ2ц \ )

/ / / / \ ^ЬЗ \

-0.3 -0.4 -0.3 -0.: -0.1 О 0.1 0.2 0.3 0.4 0.3

Рис.4.15. Зависимость реактивной составляющей части входного сопротивления от

частотной расстройки

1.1

0.93

КИМ крад 0 а

ХРЗ(я)

0.63

0.3

КР1 (х)

Оч

\ чК Р2(х)

/ \ю >3(х)

/

-0_5 -0.4 -0.3 -0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5

Рис.4.16. Зависимость коэффициента усиления генератора по мощности от частотной

расстройки

4.3. Анализ и синтез сумматора 2-го типа

Ко 2-й группе относятся сумматоры, одновременно усиливающие групповой сигнал, объединяющий все каналы данной системы радиосвязи, но потом разводящие по к разным излучателям. Структурная схема такого сумматора, сопровождаемая распределителем групповых сигналов, приведена на рис.4.4, рис.4.5. Линейный режим работы СВЧ генераторов в многочастотных системах радиосвязи иногда приходится совмещать с так называемым режимом «перелива» мощности между сигналами с разными частотнами несущих колебаний. Такая проблема, в частности, возникает многолучевых системах космической радиосвязи [11].

Топология последнего на основе несимметричных микрополосковых линиях приведена на рис.4.17.

1

4

г- 2

3

Рис.4.17. Структура квадратурного мостового устройства Матрица рассеяния такого мостового устройства согласно [7] имеет вид:

5 =

- 0 -у -1 0

-у 0 0 -1

-1 0 0 -у

, 0 -1 -у 0

(4.16)

Схема с использованием такого «моста» по суммированию мощностей при двух лучах приведена на рис.4.18.

f2

М М

f2

Од

Об

Рис.4.18. Двухканальный сумматора 2-го типа где М - мостовые устройства квадратурного типа; У - СВЧ усилители. Матрица рассеяния схемы в целом, приведенной на рис.4.18 определим путем перемножения двух матриц (4.16). В результате получим:

- 0 -у -1 0 0 -у -1 0 0 0 0 -у

1 -у 0 0 -1 -у 0 0 -1 0 0 -у 0

2 . -1 0 0 -у ■ -1 0 0 -у 0 -у 0 0

, 0 -1 -у 0 0 -1 -у 0 -у 0 0 0

(4.17)

В схеме (рис.4.18) сигнал с частотой А подводится ко входу 1, а с частотой О -ко входу 2 входного мостового устройства квадратурного типа. Затем каждый из сигналов «расщепляется», усиливается в обоих СВЧ усилителях и поступает на два входа выходного мостового устройства квадратурного типа.

Тот из выходов этого «моста», к которому сигналы поступят с одинаковой фазой и сложатся, станет их общим выходом. Для сигнала с частотой А таким выходом является выход «моста» к антенне Б, а с частотой £2 - к антенне А.

К каждому из них сигналы поступают, сдвинутыми по фазе на величину:

3 п

фобщ. = — + фу,

(4.18)

3 п

где — - сдвиг по фазе за счет мостовых квадратурных устройств, фу - за счет

СВЧ усилителя.[12]

Таким образом, матрица Б - параметров сумматора такого типа для 2-х каналов должна иметь в виде (4.17).

Схема с использованием такого мостового устройства по суммированию мощностей при четырех лучах приведена на рис.4.19. Составив на входе и выходе схемы матрицу из четырех мостовых квадратурных устройств, с помощью четырех СВЧ усилителей можно осуществить «перелив» мощности ретранслятора в четырех частотных каналах. [ 12]

Рис. 4.19. Четырехканальный сумматор 2-го типа

Для простоты расчета матрицы -параметров для 4-х каналов структурная схема на рис. 4.19 перестраивается на рис.4.20.

^ - 1 8 -

f2 - 2 — fз

fз — 3 6 - ¿2

f4 ^^ 4 5

Рис.4.20. Обобщенная схема входов и выходов сумматора

Матрица рассеяния -параметров данной схемы имеет вид:

5

= (4)

0 0 0 0 0 0 0

-/3л:

0 0 0 0 0 0

-у'3 л: 0

0 0 0 0 0

-у'3 л: 0 0

0 0 0 0

-у'3 л: 0 0 0

0 0 0

-у'3 л: 0 0 0 0

0 0

-/3 л: 0 0 0 0 0

0 -7'3я

-7 3 л: 0 0 0 0 0 0

0 0 0 0 0 0 0

(4.19)

Без учета усилителей амплитуда выходного сигнала определяется по формуле: [/вых = , при данным случае сдвиг фаз ф = 3п, т.е. е--^ = е-;3я = -1. А с

учетом усилителей - [/вых = где КУ-коэффициент усиления

усилителя; - сдвиг фаз сигнала, проходящего через усилитель.

Из анализа матриц (4.17) и (4.19) следует, что с помощью рассмотренной схемы, основанной на мостовых квадратурных устройствах, можно не только суммировать мощности сигналов, но и распределять их между разными излучателями. Меняя мощность входного сигнала, можно «переливать» мощность из одного луча в другой в зависимости от объема передаваемой информации.

Рассмотрим структурную схему сумматора такого типа для восьми каналов на рис.4.21. При матрице из 16 мостовых устройств и восьми СВЧ усилителях возможен «перелив» мощности ретранслятора в восьми частотных каналах и т.д.. Рассмотренные схемы СВЧ генераторов с «переливом» мощности между частотными каналами используются, например, в бортовых спутниковых ретрансляторах многолучевых систем дальней космической радиосвязи. При этом имеется возможность большую мощность ретранслятора направлять в тот луч, через который в данный момент передается наибольший объем информации.

п

£3 £4

£5 £6

И £8

м

м

м

м

м

м

м

м

м

м

м

м

м

м

м

м

Ц

N

м

м

м

м

Л —I

гТКТк^П

м м м м

м м м м

м

м

м

м

\

Й

Рис. 4.21. Восьмиканальный сумматор 2-го типа

По тому же принципу суммирования мощностей сигналов и разделения частотных стволов можно объединить в одну группу и 8 СВЧ усилителей. При этом потребуется три ступени по четыре мостовых квадратурных устройств в каждой из них, т.е. в общей сложности 16 мостовых квадратурных устройств. Схема такого сумматора 8 СВЧ усилителей приведена на рис. 4.21.

Таким образом, с помощью матрицы сумматоров можно производить суммирование мощностей сигналов разных частотных стволов с их дальнейшим разведением по своим каналам, т.е. осуществлять, образно выражаясь, "переливание" мощности СВЧ усилителей из одного частотного ствола в другой.

Выводы по четвертой главе:

1. Сумматоры мощностей сигналов СВЧ генераторов можно разделить на две большие группы. К первой группе относятся сумматоры с одной общей нагрузкой, к второй - с множеством нагрузок, мощность сигналов в которых следует перераспределять в зависимости от вида и объема передаваемой информации. Второй случай относится к многолучевым системам радиосвязи, в которых следует перераспределять мощность излучения между лучах.

2. Для обоих типов сумматоров составлены матрицы параметров рассеяния, описывающие их свойства.

3. На основе данных матриц построены схемы сумматоров обоих типов, отвечающие необходимым требованиям. В сумматорах второго типа, построенных на основании мостовых квадратурных устройств, обеспечивается не только суммирование мощностей сигналов, но и режим «перелива» мощностей между разными лучами общей антенны.

ГЛАВА 5. СВЧ ФИЛЬТР С УПРАВЛЯЕМОЙ ПОЛОСОЙ

ПРОПУСКАНИЯ 5.1. Анализ структуры на связанных микрополосковых линиях

Большинство современных СВЧ устройств - активных с применением полупроводниковых приборов и пассивных (фильтры, мостовые устройства, направленные ответвители, согласующие звенья и др.) - изготавливают по интегральной технологии. [10]

Интегральные СВЧ устройства подразделяют на три основных типа: полупроводниковые, пленочные и гибридные. В полупроводниковых интегральных микросхемах активные и пассивные элементы формируются в объеме полупроводниковой структуры или на ее поверхности, а межсоединения и контактные площадки выполняются с помощью тонких пленок. Основой такой интегральной системой является полупроводниковая подложка (обычно кремний) с выращенным на ее поверхности тонким эпитаксиальным слоем. Формирование элементов на полупроводниковой подложке осуществляется за счет планарного диффузионного процесса.

В пленочной микросхеме активные и пассивные элементы и межсоединения выполняются в виде тонких пленок из различных материалов, нанесенных в определенной последовательности на диэлектрическую подложку. Из активных элементов в пленочном исполнении изготавливаются полевые транзисторы.

В СВЧ интегральных микросхемах электрические цепи выполняются на основе микрополосковых линий (МПЛ) передачи: симметричных (рис.5.1,а) и несимметричных (рис.5.1,б), а также их модификаций. [7,10,12,15]

И-►

2

а)

2

в)

2

б)

Рис.5.1. СВЧ интегральные микросхемы

На рисунке приняты следующие обозначения: 1 - центральный проводник, 2 -проводящая заземляемая поверхность, 3 - диэлектрическая подложка с проницаемостью материала £г.

Микрополосковая линия является неоднородной линией передачи, так как не все силовые линии поля между полосковым проводником и заземленной пластиной проходят через подложку. Поэтому волна, распространяющаяся вдоль микрополоскового проводника, является не чистой Т-волной (является «квази - Т-волной»). Эффективная диэлектрическая проницаемость £эф меньше

диэлектрической проницаемости подложки, так как она учитывает поле вне подложки. [7,10,20,35]

Все типы МПЛ, применяемые до частоты 30 ГГц, характеризуются тремя основными параметрами: волновым сопротивлением р, активными потерями и эффективной диэлектрической проницаемостью £эф. Последний параметр определяется отношение:

£эф = (Я/Ад)2, (5.1)

где X - длина волны в свободном пространстве; Яд — длина волны в линии. В симметричной МПЛ (рис.5.1,а) с полным заполнением всего пространства диэлектриком: £эф = £г, в несимметричной: £эф < £г, поскольку силовые линии электрического поля проходят не только в диэлектрике, но и вне его. Зависимости р и £эф от геометрических размеров МПЛ и материала диэлектрика определяются в

результате электродинамического расчета, а затем аппроксимируются аналитическими функциями.

Помимо одиночных МПЛ в интегральных СВЧ устройствах, например фильтрах и направленных ответвителях, применяются и связанные МПЛ. Связанные несимметричные МПЛ с боковой связью приведены на рис. 5.1, в.

С удовлетворительной точностью геометрические размеры занных МПЛ (рис.5.1,в) при £г = 9,6 и волновом сопротивлении вне области связи р=50 Ом могут быть рассчитаны по формулам (5.2) - (5.3), полученным на основании аппроксимации зависимостей, определенных в результате электродинамического расчета. [10,12]

8/Ь= 2,241е-6,76^св (5.2)

W/h= -2,222^св2 + 0,378^св + 0,954 (5.3)

Рассматривается структура СВЧ полосового фильтра на микрополосковых линиях, к которым присоединены варикапы составлена компьютерная программа, позволяющая рассчитать характеристику затухания такого фильтра. На примере фильтра с центральной частотой равной 1 ГГц показано, что путем изменения емкости варикапов можно в определенных пределах изменять полосой пропускания, что

позволят оперативно управлять параметрами радиотехнической системы при изменяющихся условиях работы, например, при повышенном уровня преднамеренных помех.

В многоканальных телекоммуникационных системах множественного доступа к каналу радиосвязи по причине изменяющихся условий работы следует оперативно менять параметры радиотехнических устройств. Такое управление должно быть быстродействующим, что можно обеспечить только с помощью электронных элементов.

В рамках этой общей проблемы рассмотрим способ быстрого управления полосой пропускания СВЧ полосового фильтра на связанных микрополосковых линиях [5], подключив к ним варикапы.

Структура такого обычного восьмиполюсника и с подключенными варикапами приведена на рис.5.2.

4

/

2

гЙН

а)

б)

Рис.5.2. Структура восьмиполюсника на микрополосковых линиях:

а) обычная, б) с варикапами

При длине линии связи между полосками /=(1/4) Хд , где Хд , - длина волны с учетом ее укорочения в диэлектрике, структура, представленная на рис.5.2,а, описывается следующей матрицей S-параметров [10]:

1

3

[3]=

0 0 $13

0 0 ^23 5;

13 ^23 0 0

14 ^24 0 0

14 24

(5.4)

где $13 = $31 = $24 = $42 = у(х) и Б!4= $41 = $23 = $32 = 6(х)

= : * 5щ[о.5п(1+х)]--(5.5)

У1-к2 СО8[0.5П(1+Х)]+: 8Ш[0.5ТС(1+Х)]

б(х) = -;------(5.6)

У1-к2 со8[0.5П(1+Х)]+: 81П[0.5П(1+Х)] у 7

где к- коэффициент связи между двумя микрополосковыми линиями;

х=Д/ / / - относительное отклонение частоты от центральной частоты Го.

На основании уравнений, составленных из параметров матрицы (5.4), получим для коэффициента отражения рассматриваемой структуры со стороны входа 1 [10]:

[(y(x))2.G3(x)+(б1(x))2.G4(x)-[(y(x))2-(б1(x))2]2.G2(x).G3(x).G4(x)]

С1(х) =-рт-2-Ц-2-^--(5.7)

1-[((б1(х)} ^3(*)).+^(*)} .С4(*)].С2(х)

где 02(х), G3(x), 04(х) -коэффициенты отражения от нагрузок, присоединенных ко входам 2,3,4 (рис.5.2).

Для управления полосой пропускания фильтра ко входам 3 и 4 восьмиполюсника подключим варикапы - емкости, управляемые напряжением.

В этом случае для коэффициентов отражения получим:

G3(x) := ехр( 03(х)) (5.8)

где ®3(х) : = а1ап[2в3 ^^Д^] , £3:=2 п 0.001р С3/о .

в4(х) : = ехр( 04(х))

(5.9)

где ©4(х) : = а1ап[2 §4

(1+х)

■] , §4:=2 п 0.001 р С4 /о;

1- g42 (1+х)

2

/0 - центральная частота полосы пропускания в ГГц , С3 и С4 -емкости в пф.

Используя полученные выражения в качестве рекуррентных, можно составить компьютерную программу по расчету многозвенного полосового СВЧ фильтра. Рассмотрим такую процедуру на примере четырехзвенного фильтра.

5.2. Анализ и компьютерный расчет 4-х звенного полосового фильтра

Структура такого обычного фильтра и фильтра, в котором напряжения на варикапах, управляющие их емкостью помощью микропроцессора, приведена на рис.5.3 (а, б).

Характеристика затухания данного фильтра (рис.5.3,б) рассчитана по компьютерной программе путем последовательного перехода от одного звена к другому, согласно рекуррентной формуле (5.7), т.е. выход первого соединяется с входом второго звена, а выход второго - с входом третьего звена и т.д..

Здесь микропроцессор играет роль центрального блока компьютера, предназначенного для управления напряжениями, поступающими на варикапы 1- 4 на рис. 5.3,б.

Вычислив модуль коэффициента отражения на входе последнего звена, получим для характеристики затухания фильтра:

Оптимальная комбинация емкостей для получения требуемой полосы пропускания СВЧ фильтра определяется по компьютерной программе согласно критериям минимума средноквадратичной ошибки [10]. Полученная комбинация

БО(х) := -10 1о§[1-(С£(х))2] где GB(x) := \ 011(х)\ - модуль коэффициента отражения.

(5.10)

значения емкостей вносятся в программу микропроцессора, с помощью которого к каждому из варикапов прикладывается напряжение, соответствующее требуемой емкости. В результате процедура по изменению полосы пропускания СВЧ фильтра не превышает нескольких миллисекунд.

Выход

а)

Вход

> 1 2 ^ / : V У 2 -1- ^ 4 * м

Микропроцессор

б)

Рис.5.3. Структуры 4-х звенного полосового фильтра: а) обычная, б) с подключением варикапов

1

Для рассчитываемого 4-х звенного фильтра с центральной частотой полосы пропускания 1 ГГц такая комбинация емкостей приведена в таблице 5.1., а характеристика затухания для трех случаев трех разных полос пропускания на рис.5.4. Таблица 5.1. Комбинация емкостей варикапов 4-х звенного фильтра

График С1 С2 С3 С4

пф пф пф пф

1 0 0 0 0

2 0 10 0.1 1

3 1 6 0.1 2

20

дБ

18 16 14

ВШ(х) 12 ВР2(х) 10 ВР3(х) 8

6 4 2 0

I ЗБ3(х V

ББ 2(х)

ББ 1(х)

\

\

\

- 0.3- 0.24- 0.18- 0.12- 0.06 0 0.06 0.12 0.18 0.24 0.3

х

Рис.5.4. Характеристики затухания 4-х звенного фильтра

На рис.5.4 показывают характеристики затухания 4-х звенного фильтра при трех случаях с разной комбинацией значения емкостей варикапов. В первом случае, все емкости С1 - С4 приняли значение нуля, т.е. к данному фильтру не подключают варикапы. При этом характеристика затухания фильтра соответствует линии 1 на

рис.5.4. Во втором случае, емкости варикапов принимали следующие значения: С1 = 0 пф; С2 = 10 пф; С3 = 0 пф и С4 = 1 пф. Для этого случая значение характеристики затухания - линия 2. А характеристика затухания при третьем случае - линия 3, где значения емкостей соответствут: С1 = 1 пф; С2 = 6 пф; С3 = 0 пф и С4 = 2 пф.

Требуемая емкость варикапов и характеристика затухания фильтра рассчитываются по специальной компьютерной программе.

Рассмотрена структура СВЧ фильтра на связанных микрополосковых линиях, полоса пропускания которого может быстро перестраиваться с помощью группы варикапов, присоединяемых к его открытым входам.

Выводы по пятой главе:

1. Предложена структура СВЧ полосового фильтра на микрополосковых линиях, к которым присоединены варикапы. Составлена компьютерная программа, позволяющая рассчитать характеристику затухания такого фильтра. Путем изменения емкости варикапов можно в определенных пределах изменять полосой пропускания, что позволят оперативно управлять параметрами радиотехнической системы при изменяющихся условиях работы.

2. Разработана компьютерная программа по расчету характеристики затухания четырехзвенного полосового фильтра на микрополосковых линиях с варикапами.

ГЛАВА 6. ВНЕДРЕНИЕ РЕЗУЛЬТАТОВ ИССЛЕДОВАНИЙ

Алгоритмы и расчетные программы в среде МаШсаё для исследования суммирования и перераспределения мощностей сигналов СВЧ транзисторных генераторов в многолучевых спутниковых системах радиосвязи были внедрены в учебный процесс ФГБОУ ВО «МИРЭА - Российский технологический университет» на кафедре «Радиоэлектронных систем и комплексов» и используются в курсе «Генерирование и формирование телекоммуникационных сигналов» по направлениям подготовки 11.05.01 «Радиоэлектронные системы и комплексы» (программа специалитета) и 11.03.01 «Радиотехника» (программа бакалавриата).

Таким образом, полученные при выполнении диссертационной работы результаты внедрены в учебный процесс ФГБОУ ВО «МИРЭА - Российский технологический университет». Соответствующий акт внедрения результатов диссертационной работы прилагается.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В диссертационной работе рассмотрены вопросы суммирования мощностей сигналов СВЧ транзисторных генераторов. В процессе проведения исследований получены следующие основные результаты:

1. Рассмотрены и изучены схемы построения СВЧ полупроводниковых радиопередатчиков повышений мощности в однолучевых и многолучевых системах радиосвязи. Рассмотрены многолучевые спутниковые системы радиосвязи типа Турайя, в которых помимо суммирования мощностей сигналов требуется осуществлять и их перераспределение между лучами.

2. Разработаны способ спектрального, компьютерного анализа нелинейных динамических устройств на основании двухчастотного метода и с помощью функции Вейерштрасса. Показано, что с помощью составленных компьютерных программ можно определить влияние нелинейности амплитудной и фазо-амплитудной характеристик СВЧ транзисторного генератора на изменение спектра многочастотного и шумоподобного сигналов.

3. Предложен способ повышения КПД СВЧ транзисторного генератора линейного типа на 20-30% путем регулирования его напряжения питания в зависимости от мощности усиливаемого сигнала.

4. Проведены компьютерный анализ частотных свойств сумматоров с мощностей СВЧ сигналов квадратурного и синфазного типа.

5. Составлена матрица рассеяния Б-параметров сумматора СВЧ сигналов для однолучевых систем радиосвязи. На основании этой матрицы изучено влияние параметров сигналов (их расхождение по амплитуде и начальной фазе) на суммарный сигнал.

6. Составлена матрица рассеяния Б-параметров сумматора СВЧ сигналов для многолучевых систем радиосвязи Показано, что с помощью сумматора, построенного

из мостовых квадратурных устройств, можно не только суммировать сигналы по мощности, но и перераспределять их между лучами.

7. Предложен новый тип СВЧ фильтра на связанных микрополосковых линиях с электрической управляемой полосой пропускания с помощью варикапов. Составлена компьютерная программа по расчету характеристики затухания 4-х звенного фильтра такого типа.

Список литературы

1. Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. Изд. 2-е, перераб. и доп. М., «Энергия», 1976. - 448c.

2. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами— М.: Радио и связь, 1985. - 384c.

3. Каганов В.И. Радиотехнические цепи и сигналы. Компьютеризированный курс. 4-е издание. - М:. Форум, 2018. 498с.

4. Гринченко В.Т., Мацыпура В.Т., Снарский А.А. Введение в нелинейную динамику. Хаос и фракталы. Изд. 2-е. - М.: ЛКИ, 2007. - 263с.

5. Ганстон М. А. Р. Справочник по волновым сопротивлениям фидерных линий СВЧ.

- М.:Связь ,1976. - 152c.

6. Проектирование транзисторных радиопередатчиков с применением ЭВМ: Учеб. Пособие для вузов / О.В. Алексеев, А.А. Головков, А.Я. Дмитриев и др. // Под ред. О.В. Алексеева. - М.: Радио и связь, 1987. - 392с.

7. Каганов В.И. СВЧ полупроводниковые радиопередатчики. - М.: Радио и связь, 1981. - 397с.

8. Немировский М.С. Беспроводные технологии от последней мили до последнего дюйма . - М.: Эко-Трендз, 2010. - 400c.

9. Воскресенский Д.И., Гостюхин В.Л., Максимов В.М., Пономарев Л.И. Устройства СВЧ и антенны - М.: Радиотехника, 2006.

10.Каганов В.И. Радиотехника + компьютер + Mathcad. - М.: Горячая линия - телеком, 2001. - 416с.

11.Гавриков В.В. Мощные нитрид-галлиевые транзисторы. Новости электроники, 2015, №7.

12.Каганов В.И. Радиопередающие устройства: Учебник для сред. проф. образования.

- М.: ИРПО: Издательский центр «Академия», 2002. - 288c.

13.Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств /С.И. Бахарев, В.И Вольман, Ю.Н. Либ и др. // Под ред. В.И. Вольмана. - М.: Радио и связь, 1982. - 328с.

14.Немировский М.С., Локшин Б.Д.,Арнов Д.А.Основы построения систем спутниковой связи - М.:Горячая линия-Телеком, 2016. - 432c.

15.Халяпин Д.Б. Коаксиальные и полосковые фильтры сверхвысоких частот [текст] / Д.Б. Халяпин. - М.: Связь, 1969. - 64с.

16.Каганов В.И. Проектирование транзисторных радиопередатчиков с применением ЭВМ, 1988, "Радио и связь". - 255c.

17.Андронов В.И., Соколов А.В. Средства мобильной вязи, 1998, "ВНУ -СанктПетербург". - 256c.

18.Неганов В. А., Клюев Д. С., Табаков Д. П. Устройства СВЧ и антенны. Часть1. Проектирование, конструктивная реализация, примеры применения устройств СВЧ: — Санкт-Петербург, Либроком, 2013 г.

19.Максимов В. М. Линии передачи СВЧ-диапазона:— Москва, Science Press, 2002 г.

- 602c.

20.Нефедов Е. И. Устройство СВЧ и антенны: учеб. пособие для студ. высш. учеб. заведений. - М.: Издательский центр «Академия», 2009. - 384с.

21.Харисов В.Н., Перов А.И, Болдин В.А. Глобальная спутниковая радионавигационная система ГЛОНАСС. - М.: ИПРЖР, 1998. - 399с.

22.Финкельштейн М.И. Основы радиолокации. М.: Радио и связь, 1983, - 536с.

23.Попов Е.П., Пальтов И.П. Приближенные методы исследования нелинейных автоматических систем. М.: Физматгиз, 1960г. - 792с.

24.Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Советское радио, 1977.

- 608с.

25.Попов В.И. Основы сотовой связи стандарта GSM. - М.: Эко -Трендз, 2005. - 296с.

26.Пантелеев А.В., Рыбаков К.А., Сотскова И.Л. Спектральный метод анализа нелинейных стохастических систем управления. - М.: Вузовская книга, 2006. -392с.

27.Баскаков С. И., Радиотехнические цепи и сигналы: учебник для вузов.-М.: Высшая школа, 1983. - 536с.

28. Андреев В. С., Теория нелинейных электрических цепей: Учеб. пособие для вузов. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1982. - 280с.

29. Давенпорт В. Б., Рут В. Л. Введение в теорию случайных сигналов и шумов: Пер. с англ./ Под ред. Р. М. Добрушина. - М.: ил, 1960. - 315с.

30.Каганов В.И., Битюков В.К. Основы радиоэлектроники и связи: Учебное пособие для вузов. - 2 изд., стереотип. - М: Горячая линия - Телеком, 2012. - 542с.

31.Малорацкий Л.Г. Явич Л.Р. Проектирование и расчет СВЧ элементов на полосковых линиях: Учебное пособие/ Москва: Изд. «Советское Радио» 1972. 233с.

32.Малушков Г.Д. Антенны и устройства СВЧ. Ч.1. Линии передачи и устройства сверхвысоких частот: Учебное пособие/ Москва: Московский Институт Радиоэлектроники и Автаматики.1973. 261с.

33.Нечаев Ю.Б., Николаев. Антенны, СВЧ-устройства и их технологии. Учебное пособие/ Воронеж: ОАО «Концерн Созвездие» ГОУ ВПО «Воронежский государственный технический университет», 2008. 631с.

34.Хелзайн Дж. Пассивные и активные цепи СВЧ: Учебное пособие/ Москва «Радио и Связь» .1981. 201с.

35.Джуринский, К. Б. Миниатюрные коаксиальные радиокомпоненты для микроэлектроники СВЧ. Соединители, коаксиально-микрополосковые переходы, адаптеры, СВЧ-вводы, низкочастотные вводы, изоляционные стойки, фильтры помех / К. Б. Джуринский. - 2-е изд., испр. и доп. - М. : Техносфера, 2006. - 216с.

36.Гряник В.Н., Павликов С.Н., Убанкин Е.И. Устройства формирования и генерирования сигналов. - Владивосток: ВГУЭС. 2005. - 132 с.

37.Шахгильдян В.В. Радиопередающие устройства: Учебник для ВУЗов.- М.: Радио и связь, 2003.-560 с.

38. Проектирование радиопередатчиков: Учебное пособие для вузов / Под ред. В.В. Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 2003.-656 с.

39.Бова Н.Т. Микроэлектронные устройства СВЧ [текст] / Н.Т. Бова. - Киев.: Техшка, 1984. - 184 с.

40.Гвоздев В.И. Объемные интегральные схемы СВЧ [текст] / В.И. Гвоздев, Е.И. Нефедов. - М.: Наука, 1985. - 256 с.

41.Добротворский Н.И. Теория электрических цепей [текст] / Н.И. Добротворский. -М.: Радио и связь, 1989. - 472 с.

42.Маттей Д.Л. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи, т. 1 [текст] / Д.Л. Маттей, Л. Янг, Е.М.Т. Джонс, Пер. с англ. под ред. Л.В. Алексеева, Ф.В. Кушнира. - М.: Связь, 1971. - 439 с.

43.Милованов О.С. Техника сверхвысоких частот: Учебное пособие для вузов [текст]/О.С. Милованов, Н.П. Собенин. - М.: Атомиздат, 1980. - 464с.

44.Пузырев Д.А. Устройства СВЧ и антенны [текст] / Д. А. Пузырев, К. В. Шишаков // Сборник студенческих реферативных работ. - Ижевск: Изд-во ИГТУ, 2009. -282c.

45. Современная теория фильтров и их проектирование [текст] / под ред. Темеша Г., Митра С., Пер. с англ. - М.: Мир, 1977. - 560 с.

46. Фильтры и цепи СВЧ [текст] / Пер. с англ. Л.В. Алексеева, А.Е. Знаменского В.С., Полякова. - М.: Связь, 1976. - 248 с.

47.Qin Y. L. Circuit Model of Microwave Filter with LTCC Technique [текст] / Y. L. Qin, A. Fang, J. Hu, W. W. Zhou, M. Zhang//Progress In Electromagnetics Research Symposium. - 2006. - p. 292 - 296.

48.Zverev A.I. Handbook of Filter Synthesis [текст] / A.I. Zverev // John Wiley and Sons, Inc. - 1967. - 576 p.

49.Bahl I. Lumped Elements for RF and Microwave Circuits [текст] / I. Bahl // Artech

House. - 2003. - 488 p. 50.Single Layer Double Ring Hybrid Magic-tee - Patent 5412354. 1994. 4р.

51.Hong Lancaster, Microstrip Filters for RF-Microwave Applications. Учебное пособие/ John Wiley & Sons, 2001. 482 p.

52.Charles L. Phillips, H. Troy Nagle Digital Control System Analysis and Design. New Jersey, Prentice Hall, 1995, 701 p.

Программа расчета корреляционной и спектральной энергий функции Вейерштрасса в в среде Matead

п := 0.. 100 DF := 0.1 f := Df ■ n

n

А = и

rl ,7

y(t) - c05(2 - 7Г - f Q - t) dt Bn := y(t) 7Г f q t) dt

0 Jo

C.'JN2+Kf

k := 0.. 60 ту:=-3 + (М-к

3k :=

Ггч f3

-j J yct)-y(t + Tk:dt

X := т Y := S

Q := cspIine(X,Y) E(я) := ihtapf Q = X,1Y, je)

с T

n := 0.. 80

f := 0.1 ■ n n

W = 4 ti

R(x) - cos|2 ■ tt ■ f ^ ■ x|i dx

В программе использованы следующие обозначения: а,Ь - параметры функции Вейерштрасса; 1 - время (с, мс или мкс соответственно);

- шаг дискретизации времени 1:;

у(1:) - функция Вейерштрасса;

Я(х) - корреляционная функция, В2;

5к - дискретные значения спектральой плотности, В2/МГц;

Сп - дискретные значения спектральной энергии функции, В2/МГц; И^ - дискретные значения энергетического спектра, В2/МГц.

Программа расчета шумоподобного сигнала на основе Функции Вейерштрасса в среде Matead

В программе использованы следующие обозначения: а,Ь - параметры функции Вейерштрассы; 1 - время, цс; т - сдвиг во времени; f - частота, МГц;

и - амплитуда функции Вейерштрассы; и(1:) - функция Вейерштрассы; Б - спектральая плотности, В2/МГц; Я(т) - корреляционная функция, В2; W - энергетический спектр, В2/МГц; С - спектральная энергия функции.

Программа по расчету коэффициента отражения и рабочего затухания фильтра на микрополосновых линиях в Mathcad

кс := 0.2 ВД := 05-7г-(1 +

При кс := 0.5

При кс := 0.707

В программе использованы следующие обозначения:

Кс - коэффициент связи ксв;

х -относительное изменение частоты Лflf0;

0(х) - фаза с частотой;

01(х) - коэффициент отражения по входу 1;

В(х) - рабочее затухания.

Программа расчета комбинационного спектра при нелинейных амплитудных и фазо-амплитудных характеристиках в Mathcad

При линейных амплитудных и фазоамплитудных характеристиках

При линейной фазо-амплитудной и нелинейной амплитудной характеристиках

При нелинейной фазо-амплитудной и линейной амплитудной характеристиках

В программе использованы следующие обозначения: и0 - значения амплитуды входного сигнала; и - частота (в Гц, кГц, МГц соответственно);

DF - разностная частота;

QA, FB - значения амплитуды и фазы входного сигнала;

Z(u) или Z1(u), S(u) или S1(u) - амплитудная и фазоамплитудная характеристики нелинейной цепи;

FA, FB - значения частот комбинационного спектра, частота FA0 = FB0 = F0, размерность всех частот одинакова, например, МГц;

R1, R2, R3, R4 - значения функции корреляции;

AN, BN - значения амплитуд спектральных составляющих, В;

AND, BND - значения амплитуд спектральных составляющих в дБ относительно амплитуды сигнала с частотой F0;

FNA, FNB - значения фаз тех же спектральных составляющих, в градусах.