Исследование энергетически эффективных методов формирования выходных сигналов в радиопередающих устройствах с амплитудной и однополосной модуляцией тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.12.17, кандидат технических наук Топталов, Сергей Игоревич

• Топталов, Сергей Игоревич
• кандидат технических наук
• 1998

Оглавление диссертации кандидат технических наук Топталов, Сергей Игоревич

ОГЛАВЛЕНИЕ

Введение

Глава первая. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ ЦИФРОВЫХ ПЕРЕДАТЧКОВ

1.1. Задачи исследования

1.2. Способы формирования выходных сигналов в цифровых радиопередатчиках

1.3. Особенности построения оконечных усилителей мощности передатчиков с цифровым формированием огибающей сигнала

1.4. Особенности построения усилительных модулей

1.5. Выводы

Глава вторая. КАЧЕСТВЕННЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПЕРЕДАТЧИКОВ С ЦИФРОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

2.1. Задачи исследования

2.2. Общие принципы цифрового преобразования аналоговых сигналов

2.3. Анализ качественных характеристик передатчиков с цифровой модуляцией

2.4. Анализ влияния разброса параметров транзисторов разрядных генераторов и источников питания на величину нелинейных искажений

2.5. Выводы

Глава треть я. ИССЛЕДОВАНИЕ ВЛИЯНИЯ СХЕМЫ СЛОЖЕНИЯ МОЩНОСТЕЙ НА РАБОТУ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ

3.1. Задачи исследования

3.2. Анализ мостовой схемы сложения

3.3. Особенности построения последовательной трансформаторной схемы сложения мощностей разрядных генераторов

3.4. Особенности построения параллельной трансформаторной схемы сложения

мощностей разрядных генераторов

.3.5. Анализ нелинейных искажений, вносимых схемой сложения мощностей

разрядных генераторов

3.6. Оценка влияния схемы сложения на работу разрядных генераторов

3. 7. Влияние высших гармоник на работу устройства сложения

3. 8. Выводы

Глава четвертая . СПОСОБЫ УЛУЧШЕНИЯ КАЧЕСТВЕННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ЦИФРОВЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ

4.1 Задачи исследования

4. 2. Способы уменьшения уровня нелинейных искажений

4. 3. Способы уменьшения токов коммутации транзисторов разрядных генераторов

4. 4. Выводы

Глава пятая. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ УСТРОЙСТВА СЛОЖЕНИЯ МОЩНОСТЕЙ РАЗРЯДНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ ДЛЯ ЦИФРОВЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ КОРОТКОВОЛНОВОГО ДИАПАЗОНА

5.1. Задачи исследования

-45.2. Разработка структурной схемы устройства сложения для цифровых передат-

чиков коротковолнового диапазона

5.3. Оценка влияния фазосдвигающих звеньев на работу устройства сложения

5. 4. Разработка методики расчета устройства сложения

5.5. Расчет элементов устройства сложения с использованием специальной расчетной программы

5.6. Влияние высших гармоник на токи коммутации разрядных генераторов

5. 7. Выводы

Заключение

Список литературы

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Исследование энергетически эффективных методов формирования выходных сигналов в радиопередающих устройствах с амплитудной и однополосной модуляцией»

ВВЕДЕНИЕ

Низкочастотные, среднечастотные, высокочастотные радиовещательные передатчики обычно имеют выходную мощность на несущей частоте порядка нескольких сотен киловатт, и любое усовершенствование, которое может быть сделано для повышения к. п. д., имеет большое значение.

Для сравнительной оценки различных типов передатчиков рассмотрим различные режимы работы выходных усилителей, так как они имеют определяющее воздействие на энергетическую эффективность системы.

В классе А потенциал сетки (базы) в отсутствии входного сигнала регулируется так, что анодный ток имеет половину своего максимального значения. При полном уровне возбуждения к. п. д. составляет менее 50 %.

В классе В потенциал сетки (базы) в отсутствии входного сигнала устанавливается равным требуемому значению для отсечки анодного (коллекторного) тока. Теоретический к. п. д. составляет 78,5 %.

В классе С на сетку дается сильное отрицательное смещение. На выходе присутствует сигнал только в период, определенный утлом отсечки 0. К. п. д. также зависит от этого угла. Если 0 =60 что является значением, широко используемым на практике, то теоретический к. п. д. составляет 89,7 % при полном уровне возбуждения [10, 21].

В классе Д, усилительный элемент работает в режиме переключений. Теоретический к. п. д. в режиме переключений составляет 100 %.

На практике общий к. п. д. значительно ниже, чем теоретическое значение [76] (рис. 1).

Из режимов, используемых на практике, заслуживает внимания анодная модуляция в классе В. Последняя используется чаще всего не столько из-за своей эффективности, сколько вследствие ее эксплуатационной надежности, незначительных искажений и простоты частотной перестройки.

Значительный выигрыш в к. п. д. позволяет получить использование широт-но-импульсной модуляции [76]. Этот метод, начиная с 1967 года применяется практически во всех СВ передатчиках. Наивысший показатель к. п. д. ШИМ ламповых передатчиков составляет около 73 %. Теоретический к. п. д. -100 % (рис. 1).

На рис. 2 проводится сравнение к. п. д. процесса с ШИМ с к. п. д. анодной модуляции класса В.

Общий к. п. д. передатчика с ШИМ почти не зависит от коэффициента модуляции, тогда как при анодной модуляции класса В он резко падает при средних коэффициентах модуляции в пределах от 30 % до 40 %.

Представляет интерес еще один способ повышения энергетической эффективности - амплитудная модуляция с регулируемой несущей. В 1930-х годах это привело к тому, что был предложен способ, в котором амплитуда несущей изменялась в соответствии с коэффициентом модуляции. Этот процесс, известный как процесс НА PUG (названный по начальным буквам фамилий изобретателей) не вышел за стадию экспериментальных работ. В то время технические и экономиче-

- теоретическое значение

Рис. 1. Соотношение теоритического и практического значения к.п.д. для различных режимов работы усилителя

Рис. 2. Сравнение к.п.д. процесса с ШИМ с к.п.д. анодной

модуляции класса В.

ские факторы не позволяли регулировать уровень несущей посредством регулировки анодного напряжения [71].

В настоящее время в передатчиках с ШИМ стало возможным делать изменение мощности на несущей посредством изменения частоты амплитудно-импульсной модуляции; в результате получается ШИМ с динамическим управлением (ДШИМ) [72]. Фирма AEG-Telefunken изготовила экспериментальный передатчик с ДШИМ [73].

Хорошие энергетические показатели могут быть получены при использовании однополосной модуляции. Однако, современные вещательные приемники предназначены для приема сигналов с двумя боковыми полосами. Однополосные сигналы будут приниматься только с плохим качеством.

Европейский Союз Радиовещания провел исследования [1,75] метода, при котором может быть осуществлен переход к однополосной передаче.

Рассматривается также вопрос об использовании ШИМ передатчиков для формирования однополосных сигналов.

Обобщая сказанное, исходя из того, что наиболее широко используется анодная модуляция, можно сделать сравнение между различными системами модуляции. Для данных, приведенных на рис. 3, в качестве эталона взят передатчик, работающий в режиме модуляции класса В при мощности несущей порядка 500 кВт. При среднем коэффициенте модуляции порядка 40 % и к. п. д. порядка 60 % потребляемая от источника питания энергия составляет 900 кВт. Передатчик с ШИМ с к. п. д. на 10 % выше потребляет 771 кВт. И, наконец, передатчик с ДШИМ с не-

- анодная модуляция, класса В

- ШИМ т=0.4

-ДШИМ

- однополостный передатчик с 6-дБ ослаблением несущей

- однополостный передатчик с 12-дБ ослаблением мощности

- однополостный передатчик с переменной модуляцией огибающей (6-дБ ослаблением мощности несущей)

- однополостный передатчик со сжатой несущей

500 1000 1500 2000 Рпм» ^

Рис. 3. Сравнение энергетической эффективности различных систем модуляции.

Рис. 4. Обобщенная структурная схема цифрового передатчика.

сущей порядка 60 % наблюдается экономия приблизительно половины мощности несущей, а мощность боковой полосы остается неизменной. Источник питания должен обеспечивать только 414 кВт, что меньше, чем мощность одной ВЧ несущей в передатчике с анодной модуляцией класса В.

При современной стоимости электроэнергии 240 рублей за кВт/ ч, годовая экономия составит 102 тысячи рублей на март 1998 г.

В противоположность этому, переход к однополосным передачам имеет значительно меньшее преимущество и едва оправдывается, если требуется обеспечить фактическую совместимость во время переходного периода от двухполосных сигналов к однополосным. Даже однополосный передатчик с модуляцией огибающей и 6-дБ ослаблением мощности несущей будет потреблять 1160 кВт. Преимущества системы однополосных передач не станут очевидными до тех пор пока не закончится переходный период, когда можно будет предположить, что специальные приемники для однополосных передач будут использоваться.

При 12 дБ ослаблением мощности несущей и при модуляции огибающей потребляемая энергия будет составлять только одну шестую часть той энергии, которую потребляет передатчик с анодной модуляцией класса В.

Таким образом, обобщая сказанной, в настоящее время следует отдать предпочтение широтно- импульсной модуляции при построении мощных связных передатчиков в средневолновом диапазоне волн. К недостаткам этого способа формирования выходного сигнала можно отнести необходимость использования в оконечном усилителе мощности таких передатчиков мощных электровакуумных прибо-

ров. Это не позволяет использовать преимущества современной полупроводниковой элементной базы.

В транзисторных передатчиках с выходной мощностью больше нескольких сотен ватт усилители оконечного каскада строятся по блочно- модульному принципу. При типовом варианте построения таких устройств осуществляется сложение мощностей отдельных транзисторных усилительных модулей, работающих в классе В. Кроме достоинств, обусловленных применением полупроводниковой элементной базы, такие передатчики обладают лучшей надежностью по сравнению с ламповыми. Выход из строя одного или части усилительных модулей приведет к ухудшению характеристик передатчика, но не приведет к полной потере его работоспособности.

Однако, энергетическая эффективность таких устройств соответствует к. п. д. ламповых передатчиков, работающих в классе В.

Таким образом, актуальной является задача построения передатчика сочетающего высокий к. п. д. (не хуже, чем в передатчиках с ШИМ) с достоинствами блочно- модульного принципа построения транзисторных передатчиков.

Следующим шагом в проектировании высокоэффективных радиопередатчиков стали цифровые методы формирования выходного сигнала.

В настоящее время новой системой генерирования AM сигнала высокого качества является цифровая амплитудная модуляция. Эта новая система модуляции была представлена в 1987 году корпорацией Harries [67]. Данный способ цифровой модуляции в сочетании с другими идеями проектирования позволяет довести об-

щий к. п. д. до 86 %. Новые идеи в проектировании передатчиков, в свою очередь, позволяют значительно улучшить частотную характеристику, уровни гармоник и интермодуляционных искажений, а также случайную квадратурную модуляцию.

Обобщенная структурная схема цифрового передатчика приведена на рис.

4.

Из исходного АМ сигнала выделяется ВЧ и НЧ составляющие. После усиления ВЧ- составляющая поступает на делитель мощности и затем на входы ключевых генераторов. ИИ- составляющая сигнала поступает на вход АЦП, с выхода которого снимается сигнал, управляющий работой ключевых генераторов. Выходы усилителей соединены со схемой сложения мощностей, где формируется выходной сигнал. Уровень выходного сигнала в каждый момент времени будет определяться количеством усилителей, отдающих мощность в нагрузку, т.е. соответствовать огибающей исходного сигнала. В данном случае усилители совместно со схемой сложения образуют мощный ЦАП. В рассматриваемом устройстве сочетаются достоинства ключевого режима, позволяющего получать высокий к. п. д., и блочно- модульного принципа построения транзисторных передатчиков.

Обобщенная структурная схема цифрового передатчика приведена на рис. 4. Из исходного АМ сигнала выделяется ВЧ и НЧ составляющие. После усиления ВЧ- составляющая поступает на делитель мощности и затем на входы ключевых генераторов. НЧ- составляющая сигнала поступает на вход АЦП, с выхода ко- • торого снимается сигнал, управляющий работой ключевых генераторов. Выходы усилителей соединены со схемой сложения мощностей, где формируется выходной

сигнал. Уровень выходного сигнала в каждый момент времени будет определяться количеством усилителей, отдающих мощность в нагрузку, т.е. соответствовать огибающей исходного сигнала. В данном случае усилители совместно со схемой сложения образуют мощный ЦАП. В рассматриваемом устройстве сочетаются достоинства ключевого режима, позволяющего получать высокий к. п. д., и блочно-модульного принципа построения транзисторных передатчиков.

Метод цифровой амплитудной модуляции позволяет заменить модулятор на скоростной АЦП, цифровое модуляционное кодирующее устройство и мощный ЦАП. Это позволяет исключить традиционно используемый модулятор и существенно повысить к. п. д. всего устройства.

Практическую реализацию данный способ формирования сигналов получил только в передатчиках СВ- диапазона серии ЭХ, выпускаемых корпорацией Наглее. (.'Габл. 1)

Открытым остается вопрос использования цифровой модуляции в КВ- диапазоне и при формировании однополосных сигналов. Это направление исследований в настоящее время актуально.

Данный вывод сделан на основе анализа публикаций в отечественных и зарубежных литературных источниках и проведенного патентного исследования. Отсутствует однозначное толкование ответа на вопрос о возможности использования рассматриваемого метода в передатчиках КВ- диапазона. Не определены частотные ограничения. В литературе достаточно полно рассмотрен вопрос особенностей построения ключевых генераторов, но отсутствует четкое определение требований к

Таблица 1

модель. диапазон изменения выходной мощности коэффициент полезного действия частотный диапазон

ОХ 10 1-11 кВт 84% 531-1705 кГц

ВХ 15 2-15 кВт 84% 531-1705 кГц

ВХ 25 10-27,5 кВт 83% 531-1705 кГц

ЭХ 50 10-60 КВТ 83% 531-1705 кГц

ОХ 100 20-100 кВт 83% 531-1705 кГц

ЭХ 300 30-300 кВт 83% 525-1605 кГц

БХ 2002100 83% 531-1605 кГц

ним при использовании в цифровых передатчиках. Практически полностью отсутствует анализ работы схемы сложения мощностей разрядных генераторов. Не проведен анализ возможности использования метода цифровой модуляции в передатчиках с ОБП модуляцией.

Целью настоящей работы является исследование цифровой модуляции, как способа формирования выходного сигнала, и особенностей построения передатчиков, использующих этот принцип для различных частотных диапазонов.

В соответствии с этим в ходе диссертационной работы необходимо решить следующие основные задачи:

1. Изучить особенности построения оконечных каскадов усилителя мощности цифровых передатчиков основываясь на существующих образцах, публикациях в литературных источниках и патентах.

2. Определить значения качественных характеристик передатчиков, использующих цифровой метод формирования огибающей.

3. Исследовать влияние схемы сложения мощностей на работу оконечного усилителя мощности.

\. Разработать способы улучшения качественных характеристик цифровых передатчиков.

5. Выработать рекомендации по построению устройства сложения для цифровых передатчиков КБ- диапазона.

Исследования проводились путем анализа математической модели устройства. Для разработки модели за основу взяты экспериментальные данные получен-

ные в результате макетирования оконечного каскада передатчика. Результаты эксперимента, проведенного на математической модели устройства, соответствуют результатам, полученным при исследовании макета устройства. Вывод подтверждается актом внедрения результатов исследования.

В первой главе рассматриваются общие принципы преобразования аналоговых сигналов в цифровые. Рассмотрены особенности построения различных узлов цифровых передатчиков. Сформулированы требования к ним и проанализированы достигнутые результаты в отечественных и зарубежных разработках.

Во второй главе дается количественная оценка искажений, вызываемых цифровым преобразованием. Определяются частотные ограничения на использование цифровой модуляции. Анализируется влияние разброса параметров ключевых генераторов на уровень нелинейных искажений.

В третий главе основное внимание уделяется анализу работы устройства сложения мощностей разрядных генераторов. Рассматриваются различные варианты исполнения данного функционального узла. Разработана математическая модель устройства сложения. На ее основе произведены расчеты, учитывающие влияние особенностей устройства сложения на характеристики выходного сигнала, и работу других функциональных узлов радиопередатчика. Установлено наличие токов коммутации транзисторов разрядных генераторов, входящих в ЦАП, вызванных расфа-зировкой напряжения возбуждения генераторов и тока в устройстве сложения. Произведена количественная оценка этих токов. Произведена оценка нелинейных искажений, возникающих за счет особенностей конструкции устройства сложения.

В четвертой главе рассматриваются способы, позволяющие улучшить линейность выходной характеристики усилителя и уменьшить значения токов коммутации транзисторов разрядных генераторов. Дается их сравнительная оценка.

В пятой главе содержатся рекомендации по построению устройства сложения передатчиков КВ- диапазона. Приведена методика расчета устройства.

ГЛАВА ПЕРВАЯ

ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ ЦИФРОВЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ

1.1. ЗАДАЧИ ИССЛЕДОВАНИЯ

1. Изучить возможные варианты цифрового формирования выходного сигнала передатчика.

2. Рассмотреть различные варианты построения оконечного усилителя мощности цифрового передатчика. Выбрать оптимальное решение.

3. Проанализировать особенности построения усилительных модулей, используемых в передатчиках. Определить требования к ним, условия нормального функционирования. Выбрать оптимальную схему ключевого усилителя для работы в оконечном усилителе мощности цифрового передатчика.

-191 . 2 .СПОСОБЫ ФОРМИРОВАНИЯ ВЫХОДНЫХ СИГНАЛОВ В ЦИФРОВЫХ РАДИОПЕРЕДАТЧИКАХ

Одним из вариантов является предложенный в [64] транзисторный передатчик. Принцип его работы заключается в следующем. В синтезаторе формируется полный сигнал. В усилителе мгновенные значения усиливаемого сигнала квантуются по 2м уровням, где М-число усилителей, работающих в высокоэффективном (близком к ключевому или импульсному) режиме. Выходные напряжения этих усилителей различны и находятся в соотношении 1:2:4:8... 2м'1, а результирующий выходной сигнал образуется путем сложения мощностей работающих в данный момент усилителей. Управление работой усилителей производится от- АЦП, преобразующего уровни усиливаемого входного сигнала в двоичный М - разрядный параллельный код и работающего в соответствии с теоремой Котельникова с тактовой частотой /' > 2/в (например, для /в = 30МГц выбрана /'=72МГц). Предлагаемый способ формирования сигнала обладает рядом преимуществ по сравнению с традиционными. В частности, теоретически возможно получить абсолютно линейную амплитудную характеристику усилителя за счет введения поправок в квантующую шкалу АЦП. Использование высокоэффективных режимов работы усилителей позволяет существенно повысить к. п. д. Блочный способ построения, параллельная работа усилительных модулей позволяет улучшить надежность устройства.

Однако для реализации рассмотренного усилителя потребуются мощные транзисторы с граничной частотой fT « 400+ 600 МГц [32], так как они должны обеспечивать эффективную работу в ключевом режиме на частоте /' =72 МГц (для приведенного примера). Это является основным препятствием для практического внедрения предложенного в [64] способа формирования выходного сигнала радиопередатчика.

Более перспективным является другой способ цифровой модуляции. Этот способ разработан и запатентован корпорацией "Harris". Он заключается в цифровом преобразовании огибающей, а не сформированного сигнала в целом. Данная технология впервые применена в СВ- передатчиках фирмы "Harris" серии DX.

На ри с. 1 . 2 . 1 приведена упрощенная структурная схема, поясняющая принцип работы передатчика с цифровым формированием огибающей сигнала. Процесс цифровой мсгдуляции происходит в четыре этапа. Первоначально сформированный в синтезаторе сигнал обрабатывается таким образом, чтобы получить выходной сигнал, определяющий как уровень несущей, так и уровень модуляции передатчика. Затем звуковой сигнал преобразуется в цифровой поток данных. На третьем этапе цифровые данные от преобразователя кодируются с целью получения цифровых управляющих сигналов, необходимых для управления работой канальных усилителей. На четвертом этапе цифровой сигнал на выходе модуляционного кодирующего устройства индивидуально подключает и отключает каждый из ВЧ усилителей мощности.

2

1

3

1-синтезатор

2-амплитудный ограничитель

3-детектор

4-делитель сигнала

5-устройство управления

6-канальные усилители

7-устройство сложения

8-фильтр

9-антенна

Рис. 1.2.1. Упрощенная структурная схема, поясняющая принцип работы передатчика с цифровым формированием огибающей сигнала.

Модуляция осуществляется подключением только такого числа канальных ВЧ усилителей, которое необходимо для излучения передатчиком ВЧ мощности, требуемой в какой-то момент времени. В передатчике с цифровой модуляцией ВЧ уровень на выходе передатчика изменяется подключением либо большего, либо меньшего числа ВЧ усилителей, чьи мощности суммируются для получения общей выходной мощности.

Другими словами метод цифровой модуляции позволяет заменить традиционно используемый модулятор на скоростной АЦП, цифровое модуляционное кодирующее устройство и мощный ЦАП. Это позволяет получить амплитудно-модулированную несущую с квантованной огибающей.

Недостатком метода является невозможность широкополосной работы передатчика. Рассмотренный вариант построения позволяет осуществлять работу только на одной фиксированной частоте. При переходе на другую частоту необходима перестройка элементов выходного усилителя мощности.

1.3. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ОКОНЕЧНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ ПЕРЕДАТЧИКОВ С ЦИФРОВЫМ ФОРМИРОВАНИЕМ ОГИБАЮЩЕЙ СИГНАЛА

Отдав предпочтение методу цифрового формирования огибающей, а не сигнала вцелом, следует рассмотреть возможные варианты построения устройств, обеспечивающих решение поставленной задачи.

В зависимости от особенностей реализации оконечного усилителя мощности цифрового передатчика существует несколько способов формирования выходных квантованных сигналов. Простейшей является реализация путем сложения мощностей п однотипных генераторов [76]. Упрощенная структурная схема приведена шр и с . 1. 3 . 1.

Управление включением усилителей осуществляется компараторами. На входы каждого компаратора подается низкочастотный сигнал и опорное напряжение. При их совпадении вырабатывается управляющий сигнал на включение одного из усилителей. Таким образом мгновенному значению входного низкочастотного сигнала будет соответствовать определенное количество высокочастотных усилителей, отдающих мощность в нагрузку. Достоинством такой реализации является простота. Недостатком необходимость использовать большое число усилителей. Также жесткая привязка числа усилителей к количеству требуемых уровней может привести к неполному использованию по мощности канальных усилителей при заданной выходной мощности передатчика. Из-за этих недостатков рассмотренный метод

Рис. 1.3.1. Формирование квантованного выходного сигнала путем сложения мощностей п однотипных сигналов. РВЫХ=1

Рис. 1.3.2. Формирование квантованного выходного сигнала путем сложения мощностей генераторов, мощность которых меняется по

двоичному закону.

формирования выходного сигнала не нашел широкого практического применения.

Указанные недостатки можно устранить применяя разрядные генераторы, мощность которых меняется по двоичному закону [76]. Структурная схема такого усилителя мощности приведена на р и с . 1.3.2.

В рассматриваемой схеме , управление разрядными генераторами осуществляется АЦП. Так как их выходные мощности изменяются по двоичному закону, на выходе схемы сложения молено получить квантованный сигнал с количеством ступенек 2". Таким образом может быть решена проблема уменьшения нелинейных искажений, вызванных ступенчатой формой сигнала. Недостатком такой реализации будет появление искажений за счет выбросов сформированной огибающей сигнала. Эти выбросы возникают из-за временной флюктуации импульсов. В рассматриваемом варианте включение усилителей, управляемых старшими разрядами АЦП, .может вызвать выбросы выходного сигнала равные половине выходной мощности всего усилителя. В зависимости от того, что происходит быстрее, включение или отключение усилителей выбросы могут быть положительными или отрицательными. Их максимальный размер равен величине шага подключаемой или отключаемой ступени. На р и с . 1 . 3 . 3 приведен пример амплитудной характеристики передатчика с таким усилителем мощности. Этот недостаток накладывает существенные ограничения на возможность практической реализации таких усилителей.

Один из способов устранения указанного недостатка рассматривается в [65]. Для того, чтобы избежать включения и выключения усилителей, в каждом канале используются два усилителя. Уровень выходного сигнала одного

ивх

Рис. 1.3.3. Пример амплитудной характеристики усилителя мощности с разрядными генераторами, мощность которых меняется по двоичному закону.

Рис. 1.3.4. Структурная схема оконечного УМ, позволяющая избежать выбросов

амплитудной характеристики.

усилителя может изменяться в небольших пределах, а второй может включаться синфазно или противофазно первому {рис. 1.3.4). Синфазная работа усилителей соответствует активному состоянию разрядного генератора, противофазное- пассивному. Регулировка в небольших пределах амплитуды выходного сигнала одного из усилителей позволяет сгладить ступеньки квантования.

Принцип работы предлагаемого усилителя поясняется эпюрами напряжений, показанными на р и с . 1 . 3. 5 .

При таком построении теоретически может быть решена задача получения сколь угодно малых искажений. Недостатком данного усилителя является сложность цепей управления. Это может привести к расфазировке сигналов управления, и, следовательно, вызвать нелинейные искажения. Несмотря на оригинальность предложения, предположительно эта причина не позволила реализовать этот усилитель мощности на практике.

Таким образом ни один из вышеперечисленных способов формирования цифрового сигнала по определенным причинам не нашел широкого применения.

Решение может быть найдено комплексным использованием достоинств различных способов. В плане уменьшения нелинейных искажений, вызванных квантованием огибающей, интересным является использование гибридной модуляции [74]. АМ сигнал формируется путем суммирования маломощного АМ сигнала с сформированным цифровым (рис. 1.3. 6). В этой схеме устройство вычитания формирует разностный аналоговый сигнал (рис . 1 . 3 . 7 ) .

Рис. 1.3.5. Эпюры, поясняющие принцип формирования выходного сигнала без

выбросов амплитудной характеристики.

Рис. 1.3.6. Структурная схема усилителя мощности с гибридной модуляцией.

Рис. 1.3.7. Сигнал, формируемый устройством вычитания в усилителе мощности

с гибридной модуляцией.

Этот сигнал управляет амплитудой напряжения на выходе усилителя А. В результате огибающая сигнала на выходе усилителя приближается к огибающей входного сигнала. Как показали проведенные эксперименты [66], этот способ оказался трудно реализуемым. Причиной оказалась сложность временной синхронизации аналогового и цифрового каналов.

Указанного недостатка можно избежать используя цифровое формирование разностного сигнала. В данном случае разностный сигнал будет цифровой аппроксимацией аналогового сигнала. Формируя таким образом выходной сигнал возможно получить требуемую разрешающую способность (количество "ступенек") при отсутствии больших провалов в амплитудной характеристике. Структурная схема такого УМ приведена шр и с . 1.3.8.

Управление формированием цифрового сигнала осуществляется через АЦП. Старшие разряды поступают на перекодировщик, который осуществляет последовательное подключение канальных усилителей пропорционально входному сигналу. (Эта часть схемы работает аналогично УМ рис. 1.3.1). Таким образом формируются "большие ступени" выходного сигнала. Младшие разряды АЦП непосредственно управляют канальными усилителями, мощность которых меняется по двоичному закону. Так формируется цифровой разностный сигнал. Количество "малых ступенек" будет 2", где «-число младших разрядов АЦП.

УМ для передатчика с ЦМ построенный по такому принципу является наиболее перспективным и находит широкое практическое применение [68].

В состав рассматриваемого передатчика входит большое число усилительных модулей. Эти функциональные узлы будут во многом определять

Рис. 1.3.8. Структурная схема усилителя мощности с цифровым формированием

разностного сигнала.

основные характеристики передатчика. В связи с этим необходимо провести анализ особенностей построения схем ключевых генераторов.

-331.4. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ

МОДУЛЕЙ

Анализируя известные примеры построения транзисторных передатчиков с ЦМ, [67], [68] молено определить требования к канальным усилителям. Основными являются:

1. высокая энергетическая эффективность,

2. низкий уровень нелинейных искажений,

3. простота конструкции,

4. возможность управления.

Основным показателем энергетической эффективности усилителей является электронный к. п. д., определяемый потерями мощности внутри активного прибора. Для достижения наименьших потерь мощности необходимо, чтобы в каждый момент времени активный прибор проводил заданный ток при минимальном остаточном напряжении на нем. Широко используемые на практике усилители классов А, В и С не отвечают этим условиям- с уменьшением тока остаточное напряжение на активном приборе увеличивается, а не уменьшается. Недостатком таких усилителей также является понижение к. п. д. с уменьшением амплитуды усиливаемых колебаний. Для устранения этих недостатков применяется ряд методов и устройств на их основе. Для более эффективного усиления колебаний с переменной амплитудой могут использоваться усилители, состоящие из двух каскадов, работающих в классе В с различным напряжением питания [4]. При малой амплитуде входного сигнала работает усилитель с меньшим напряжением питания.

Несколько лучшее соответствие между остаточным напряжением и током достигается в усилителях при использовании помимо основного одного или нескольких дополнительных контуров, настроенных на высшие гармоники [8, 12]. Соответственно, различают бигармонический или полигармонический режимы. Электронный к. п. д. генераторов, использующих такие режимы, достигает 9 0 % ...92 % .

Однако, вышеуказанные способы повышения к. п. д. не свободны от ряда недостатков, основным из которых является конструктивная сложность. Из-за этого данные усилители использовать в качестве канальных для передатчиков с ЦМ нецелесообразно.

Другим направлением повышения к. п. д. усилителей является применение ключевого режима. Простота технической реализации, высокий электронный к. п. д. таких усилителей делает их наиболее перспективными для использования в оконечных УМ передатчиков с ЦМ. Использование ключевого режима делает необходимым оценку возможностей и ограничений его применения. В первую очередь необходимо остановиться на частотных ограничениях. Анализ, проведенный в ряде работ, [8, 32] позволяет оценить возможность сочетания усилительных свойств биполярных транзисторов на высших частотах и обеспечения электрической прочности приборов. Обоснованным является ограничение рабочего напряжения мощных переключающих транзисторов величиной порядка 10 0 В при тактовой частоте около 1 0 0 МГц [32].

Рассматривая проблему увеличения выходной мощности ключевых усилителей, необходимо отметить, что меньшей, чем в линейном режиме,

разброс параметров транзисторов в режиме насыщения позволяет упростить проблему симметрирования режимов отдельных приборов, входящих в усилители, и, в ряде случаев, в частности при введении нелинейной обратной связи в схему каскада [8], отказаться от применения выравнивающих цепей и подбора транзисторов. Всё это позволило в настоящее время создавать ключевые усилители с выходной мощностью более 10 кВт [32].

Параметры разрядных генераторов будут также в большой степени определяться схемой включения активного элемента. Ключевые генераторы, формирующие выходные колебания синусоидальной формы, можно подразделить на одно и двухтактные. Среди двухтактных генераторов наибольшее применение получили ключевые генераторы с переключением тока и напряжения, известные в литературе таюке как параллельные и последовательные инверторы.

В параллельном инверторе (рис.. 1 . 4. 1 ) транзисторы УТ1 и VТ 2 возбуждаются импульсами со сдвигом на половину периода усиливаемого сигнала. Поскольку ток в дросселе высокой частоты Ьдр за период колебаний

можно считать неизменным, токи транзисторов имеют форму прямоугольных импульсов. Этими токами возбуждается нагрузочный резонансный контур ЬКСК, и в нем возникают гармонические колебания.

В последовательном резонансном инверторе (рис. 1.4.2) транзисторы ¥Т1, УТ 2 включаются импульсами, следующими через полупериод генерируемых колебаний. В результате переключения транзисторов колебательный контур 1КСКЯН поочередно подключается либо к источнику питания Ек, либо к земле, благодаря чему напряжение на нем имеет

Рис. 1.4.1. Схема параллельного инвертора.

Ццр

прямоугольную форму. В нагрузочном контуре при достаточно высокой его добротности протекает ток синусоидальной формы, обусловленный 1-й гармоникой прямоугольного напряжения. Для устранения инверсного режима в транзисторах при работе на расстроенную нагрузку применяются диоды встречного тока [12].

Также широко используются мостовые резонансные последовательные инверторы (рис. 1.4.3), выходная мощность которых в 2 раза больше, чем у полумостовых при одном и том же напряжении питания.

Разнообразие режимов работы формирователей гармонических колебаний и большое число схем, их реализующих, вызывает необходимость их сравнения по ряду энергетических и качественных критериев. Для сравнения различных режимов удобно пользоваться критериями предложенными в [3]: критерием мощности Км и критерием эффективности КЭФ .

Критерий мощности показывает какую часть предельно возможной мощности составляет мощность, отдаваемая прибором в нагрузку в рассматриваемом режиме.

Предельно возможной, принятой в качестве "эталонной" является мощность во внешней цепи Рэ, отдаваемая прибором, работающим на активную нагрузку в ключевом режиме с электронным к. п. д. равным 1. При этом токи и напряжения имеют прямоугольную форму с амплитудами, равными максимально допустимым значениям тока 1тдоп и напряжения Vтдоп, со скважностью равной двум. Эта мощность определяется соотношением

Р =0251 и

1 э тдопи тдоп.

Посколысу электронный к. п. д. ключевого генератора близок к 1, то потребляемая мощность Р0 практически совпадает с отдаваемой во внешнюю цепь мощностью РВЬ1Х:

^вых = Л Л ^ -^о = Е010 где: Е0 - напряжение источника питания; /0-постоянная составляющая тока.

Критерий мощности определяется формулой Р Р т

Г - ВЫХ__0 О / 1 А 1 )

м~ Р " 025и I (1-4-1)

Гэ Шдоп1 тдоп

Большое значение электронного к. п. д. в высокоэффективных ключевых режимах приводит к необходимости повышения требований к точности его определения. Погрешность в несколько процентов при определении к. п. д., несущественная для генераторов классов А, В и С для высокоэффективных формирователей может означать ошибку в определении мощности потерь Рп в несколько раз.

Поэтому значительно удобнее пользоваться при расчетах величиной потерь к. п. д.

Дг|=1-г|

Критерием эффективности принято считать [3] отношение потерь к. п. д. в эталонном режиме на единицу мощности к потерям к. п. д. на единицу мощности в рассматриваемом режиме:

(1. 4. 2;

ш

р

1 ВЫХ

Данные критерии позволяют сравнивать схемы генераторов, не привязываясь к параметрам активных приборов. В частности в [11] приводится сравнение схем последовательного и параллельного резонансного инверторов.

Для последовательного резонансного инвертора

л л

Для параллельного резонансного инвертора

^=-«0.64, КЭФ =4*0-405 . л л

Ключевой генератор, реализованный по схеме параллельного резонансного инвертора, имеет в 2 раза меньший коэффициент эффективности, чем последовательный резонансный инвертор. Этот вывод говорит о целесообразности применения последовательного резонансного инвертора при построении канальных усилителей передатчика с ЦМ. Однако, в данном случае необходимо учитывать возникновение сквозных токов через транзисторы [12, 29, 33].

Изменение характера нагрузки генераторов в процессе работы усилителя мощности оказывает сильное влияние на работу разрядных генераторов. В процессе работы ключевых генераторов, в момент переключения, через них протекают сквозные токи [8, 25, 26, 33]. Во время протекания сквозного тока транзисторный ключ работает в наиболее тяжелых условиях, а максимальное значение мощности потерь, определяемое амплитудой сквозного тока и напряжением источника питания, может существенно превосходить среднюю мощность потерь. Мощность потерь, обусловленная сквозными токами, является основной причиной выхода транзисторов из строя[8].

Максимальное значение сквозного тока определяется выражением

1СК ~ $еб :

(1.4.3)

где:

- крутизна характеристики транзистора, е- напряжение приложенное непосредственно к эммитерному переходу. Для определения средней мощности потерь от сквозных токов необходимо знать время протекания сквозных токов - параметр - р .Эта величина может быть найдена из трансцидентного уравнения [8]:

4

г р л

V

р{\ + п)~ сот5 (1 - )] + р + | =

= <угя

ЯР' ( I г ^Р + 0.28—1 + - н &

1Н К Е'(1 + 8Я3))

(1.4.4)

Я,

1

где^ = 1 + ^-——

Ъ ф + (® + тя)2]

0.5

■ $т(2р +аЛх+ аг^ сотн ) ;

с = = -— ~ степень насьпцения транзистора:

1к +

п

Т1 - Г'

иВХ0 .

Увх

ивхо - входное напряжение при рассасывании; Ду - сопротивление цепи базы;

сопротивление базы в активном режиме;

т3 - постоянная времени входной цепи транзистора;

тн - постоянная времени накопление;

Е'3- напряжение отсечки коллекторного тока;

Выражение (1.4.4) позволяет определить длительность сквозных токов при активно-индуктивном характере нагрузки. При активно-емкостном характере нагрузки следует изменить знак перед Ш1.

Тогда средняя мощность потерь от протекания сквозных токов может быть найдена из выражения:

Значение постоянной времени накопления тн для современных мощных транзисторов находится в пределах 1.... 2 мкс, следовательно, в интервале частот до 10 МГц сот„ < 60. Постоянная входной цепи х3 определяется частотными свойствами транзистора в активном режиме и зависит от параметров входной цепи Кб, гба, Ьэ, а отношение х8 /т„ = 0,15 .... 0,3 [8].

Как видно из приведенных выражений, на величину сквозного тока и мощность потерь влияют как собственные параметры транзистора (тн,т$,у), так

и ток нагрузки (1н,ф). На ри с . 1 . 4 . 4 приведена зависимость параметра

р от фазового сдвига тока в нагрузке.

Из графика ри с . 1 . 4 . 4 следует,- что при положительных значениях угла ср, когда в конце полупериода колебаний протекает коллекторный ток, способствующий рассасыванию заряда в базе, время р уменьшается с увеличением (р. При отрицательных значениях (р, когда ток через транзистор в конце полупериода равен нулю, что препятствует рассасыванию заряда в базе через коллекторный переход р увеличивается с ростом (р. Таким образом, можно сделать вывод о предпочтении активно- индуктивного характера

(1.4.5)

л

Рис. 1.4.4. Зависимость параметра р от фазового сдвига тока в нагрузке.

характере нагрузки с учетом их инерционности.

нагрузки перед активно- емкостным. Однако, в любом случае, сквозные токи будут существовать. Основным критерием выбора возможного фазового угла тока в нагрузке и его знака будет допустимая мощность, рассеиваемая транзистором. При активно- индуктивной нагрузке мощность, рассеиваемая из-за сквозных токов, будет всегда меньше, чем при активно- емкостной.

Более подробный количественный анализ обоснования выбора характера нагрузки с учетом частотных свойств транзисторов достаточно трудоемок и не входит в задачи проводимого исследования. Основные соотношения и методика, позволяющая производить необходимые расчеты приведены в [8].

На ри с . 1 . 4 . 5 приведены графики выходных токов транзисторов при различном характере нагрузки с учетом их инерционности.

В моменты времени 11 и 12 для ёмкостного и индуктивного характера нагрузки соответственно, транзистор работает в инверсном режиме. Его коэффициент усиления меньше, чем при яормальном включении и он может оказаться в активном режиме, где выделяется большая мощность потерь. Данный режим нежелателен ещё и потому, что ток эмиттера, протекая в обратном направлении, приводит к существенному увеличению базового тока. Это может привести к недопустимому возрастанию напряжения на эмитерном переходе и пробою транзистора.

В связи с этим транзисторы целесообразно шунтировать диодами, включенными в обратном направлении [28]. Последние переключают на себя часть тока нагрузки, когда напряжение на коллекторе на инверсно включенном транзисторе достигает напряжения отсечки вольт- амперной характеристики диода.

Основной недостаток ключевых генераторов, обладающих высокой энергетической эффективностью, заключается в широком спектре гармоник выходных колебаний. Фильтрация гармоник до требуемого уровня с помощью только пассивных фильтрующих устройств резко ухудшает массогабаритные характеристики устройства и уменьшает диапазон рабочих частот, перекрываемых без перестройки фильтров. Устранение указанных недостатков возможно в формирователях с улучшенным спектром выходных колебаний [4, 8, 25]. Такие формирователи можно разделить на два типа:

1. с улучшенной формой выходного напряжения;

2. с активной фильтрацией высших гармоник.

В формирователе первого типа выходное напряжение в течении полупериода генерируемых колебаний образуется из нескольких импульсов. Число импульсов, их амплитуда и угловые координаты выбираются так, чтобы отсутствовал ряд низших гармоник, которые, как правило, имеют наибольшую амплитуду.

Формирователи второго типа имеют два канала усиления: ключевой, который генерирует полезную мощность 1-й гармоники, и линейный, создающий в цепи нагрузки ключевого канала гармоники, противофазные гармоникам последнего. Таким образом, линейный канал обеспечивает существенное уменьшение гармоник в нагрузке. Основные схемы таких формирователей рассмотрены в [8]. Несмотря на ряд достоинств, их применение в качестве канальных затруднено из-за их сложности. В рассмотренных формирователях используется значительно больше активных элементов или

источников питания, чем в усилителях построенных по схеме последовательного резонансного инвертора.

Еще одним недостатком является необходимость внешних цепей коммутации сигналов. В [53] рассматриваются два варианта коммутации. В первом случае отключение разрядных генераторов осуществляется закорачиванием выходов канальных усилителей {рис.1 .4.6) .

Этот способ не нашел практического применения из-за большого диапазона изменения нагрузки разрядных генераторов, что приводит к увеличению переходных процессов.

Во втором случае, высокочастотный коммутатор реализуется на рш-диодах (рис. 1.4. 7). Этот способ коммутации практически реализован в усилителях мощности, предложенном в [53]. Его недостатком является включение в канал прохождения высокочастотного сигнала коммутатора, приводящего к расфазировке работы разрядных генераторов. Расфазировка объясняется разбросом времени срабатывания рш-диодов при поступлении на их входы управляющих сигналов АЦП в различных каналах.

Наиболее полно требованиям, предъявляемым к канальным усилителям, отвечает усилительный каскад предложенный в [60, 67]. Он представляет коммутирующий ключевой усилитель на четырех мощных полевых транзисторах с мостовым соединением (ри с . 1 . 4 . 8 ) .

При использовании полевых транзисторов в разрядных генераторах снова встает вопрос обоснования выбора нагрузки. Ссылаясь на [8], можно сказать, что принципиальной разницы в методике определения мощности, рассеиваемой на транзисторах, за счет протекания сквозных токов при использовании

\

\

\

R

н

Рис. 1.4.6. Схема коммутации разрядных генераторов путем закорачивания их выводов.

и

вх

к АЦП

-«е-

Рис. 1.4.7. Схема коммутации разрядных генераторов с использванием pin-диодов.

Рис. 1.4.8. Схема ключевого усилителя на четырех мощных полевых транзисторах с мостовым соединением.

биполярного и полевого транзисторов нет. Однако, особенности полевых транзисторов позволяют уменьшить величину потерь примерно в 1,5 раза относительно биполярных транзисторов.

Высокочастотное возбуждение каждого усилителя обеспечивается отдельными вторичными обмотками трансформаторов ТУ и Т 2. Встречно-вюпоченные диоды Д1, Д2, ДЗ, Д4 обеспечивают защиту входов ПТ от воздействия переходных процессов и избыточного возбуждения. На практике транзисторы во всех двухтактных схемах шунтируются встречно- включенными диодами, благодаря чему при активно-индуктивной нагрузке обеспечивается сброс избыточной магнитной энергии в источник питания [8]. Каждый ПТ в мостовой конфигурации действует как переключатель и в любой момент времени находится либо в включенном, либо в выключенном состоянии.

Возбуждение транзисторов УТ 1 и VI4 осуществляется противофазно по отношению к возбуждению транзисторов УТ2 и УТЗ. Выход усилителя соединен с нагрузкой через трансформатор Т 3. В первый полупериод транзисторы УТ 1 и УТ 4 входят в режим насыщения, тогда как УТ 2 и УТ 3 находятся в режиме отсечки. В результате получается напряжение прямоугольных импульсов. Отключение усилителя от устройства сложения осуществляется переводом в активное состояние транзисторов УТ2, УТ 4 в одном из полупериодов, и УТ 1 , УТЗ- в другом. При этом используется способность полевых транзисторов проводить ток в двух направлениях. Включением указанных транзисторов осуществляется закорачивание выходной обмотки усилителя через их низкие выходные сопротивления.

Таким образом рассмотренная схема канального усилителя использует достоинства мостового последовательного резонансного инвертора и позволяет отказаться от высокочастотного коммутатора, закорачивающего выходы усилителей в неактивном состоянии.

Преимущества рассматриваемого варианта позволяют считать его наиболее перспективным для использования в передатчиках с ЦМ. В дальнейшем именно такие усилители будут рассматриваться в качестве базовых при построении усилителя мощности.

В транзисторных передатчиках, построенных по блочно-модульному принципу, для сложения мощностей отдельных усилителей могут использоваться следующие типы устройств сложения:

1. мостовая схема,

2. параллельная трансформаторная схема,

3. последовательная трансформаторндя схема.

Применение мостовой схемы позволяет осуществить развязку выходов канальных усилителей и обеспечить постоянство их нагрузки [21, 24, 36- 42]. Под взаимной электрической развязкой генераторов понимается независимость режима работы каждого из генераторов от режима работы остальных, вплоть до короткого замыкания (по высокой частоте) или обрыва последних. Наличие взаимной электрической развязки позволяет также избавиться от различных эффектов, связанных с неравномерным распределением нагрузки на отдельные усилительные элементы, вследствие чего выходная мощность и надежность работы всего усилителя существенно повышаются [9].

Однако, необходимо учесть, что к. п. д. схемы будет зависеть от числа работающих генераторов. При цифровом формировании огибающей сигнала это будет влиять на к. п. д. передатчика вцелом.

В последнее время авторы ряда работ [8, 30, 47, 48, 68, 69, 71] предлагают для сложения мощностей использовать трансформаторные схемы, которые не обеспечивают развязку отдельных генераторов. Предлагаемые устройства практически не влияют на к. п. д. передатчика, но требуют более жесткого подхода к выбору схемы разрядных усилителей. Учитывая необходимость использования большого числа усилителей для цифрового формирования огибающей, усложнение их схем приведет к существенному увеличению масса-габаритных показателей аппаратуры и ее удорожанию.

Таким образом, для обоснования выбора устройства сложения необходимо учесть противоречивость требований высокой энергетической эффективности передатчика и сложности схем разрядных генераторов. Для ответа на этот вопрос необходимо подробно рассмотреть особенности построения перечисленных схем сложения. Определить их достоинства и недостатки. Оценить возможность и целесообразность применения каждого из перечисленных устройств сложения в передатчиках с цифровой модуляцией.

1.5. ВЫВОДЫ

В результате проведенного в первой главе исследования установлено:

1. В настоящее время, приемлемым для практической реализации является способ цифрового формирования огибающей высокочастотного сигнала, а не самого высокочастотного колебания. Причиной трудности осуществления второго варианта является ограничение быстродействия

транзисторов разрядных генераторов. »

2. Для практической реализации может быть рекомендован вариант построения выходного усилителя мощности с гибридной модуляцией при цифровом формировании разностного сигнала.

3. В качестве разрядных генераторов целесообразно использовать мостовую схему ключевого усилителя на-МОП транзисторах.

4. Надежность работы разрядных генераторов будет зависеть от характера нагрузки. При этом предпочтительнее индуктивный характер нагрузки, уменьшающий величину сквозных токов.

5. Величина сквозного тока в значительной степени определяет мощность потерь в транзисторе. Возможный диапазон изменения нагрузки должен учитываться при проектировании разрядных генераторов.

6. Быстродействие современных транзисторов позволяет реализовать ключевые генераторы для работы в передатчиках средневолнового и коротковолнового диапазонов волн.

Заключение диссертации по теме «Радиотехнические и телевизионные системы и устройства», Топталов, Сергей Игоревич

5. 7. ВЫВОДЫ

В результате исследования проведенного в пятой главе установлено:

1. Для построения устройства сложения в коротковолновом диапазоне может быть рекомендован вариант комплексного использования отрезков эквивалентной длинной линии и фазокорректирующих звеньев. При этом нелинейные искажения и токи коммутации будут определяться максимальной электрической длиной одного участка устройства сложения.

2. В качестве фазокорректирующих звеньев целесообразно использовать ФВЧ и ФНЧ. Данные схемы не обеспечивают широкополосную работу передатчика. Для перекрытия коротковолнового диапазона необходимо осуществлять перестройку фильтров.

3. Разработанная методика позволяет производить расчет основных элементов устройства сложения с учетом возможной работы во всем коротковолновом диапазоне волн.

4. Анализ работы устройства сложения и определение значений основных элементов устройства сложения может производиться на ЭВМ.

5. Для избежания резкого увеличения токов коммутации на частотах резонанса высших гармоник необходимо определить " запрещенные " частоты работы передатчика. Уход от " запрещенных " частот может осуществляться изменением реактивного сопротивления нагрузки устройства сложения.

6. Высшие гармоники в сумме с первой могут уменьшить токи коммутации при соответствующей настройке фильтрующей нагрузке устройства сложения. Если есть конструктивная возможность настроить эквивалентную длинную линию на частоты близкие к резонансной для высших гармоник, можно добиться уменьшения токов коммутации.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Модуляция с цифровым формированием огибающей сигнала является очередным этапом развития радиопередающих устройств. Идея замены традиционно используемого аналогового сигнала на цифровой возникла еще в 60-х годах. Однако, это направление не получило широкого распространения. Анализ публикаций показал, что ни одна из ведущих отечественных и зарубежных фирм длительное время не вели активных работ по проектированию цифровых радиопередатчиков. Можно предположить, что это было вызвано рядом причин:

• отсутствием строгого анализа работы и законченных методик расчета и проектирования;

• отсутствием соответствующей элементной базы;

• высокой стоимость;

•отсутствием объективной необходимости разработки принципиально нового метода формирования изучаемого сигнала с изменяющейся амплитудой.

Определяющей можно считать последнюю из указанных причин.

Резкое увеличение числа радиопередающих систем в 70-х годах, постоянное повышение цен на электроэнергию, необходимость уменьшения массо- габаритных показателей радиопередатчиков и улучшения их качественных характеристик заставили искать новые пути построения радиопер здающих устройств.

Наилучших результатов удалось добиться фирме «Harries» США. Разработчикам удалось на практике реализовать идеи цифрового формирования огибающей сигнала, воплотив их в радиопередатчиках серии БХ. Однако, как показало изучение разработок фирмы, успешно освоенным оказался только средневолновый диапазон. Переход на более высокие частоты связан с рядом трудностей.

Анализ работы цифровых передатчиков показал, что значительное влияние на качественные характеристики оказывает устройство сложения мощностей разрядных генераторов. В настоящее время в литературе практически отсутствует исследование функционирования этого устройства. Целью настоящей работы был анализ работы устройства сложения, создания его математической модели. На этой базе произведена оценка качественных характеристик передатчика, определение частотного диапазона, в котором возможно цифровое формирование сигнала.

Несомненным достоинством рассмотренных радиопередатчиков является высокая энергетическая эффективность. .Это обусловлено использованием ключевого режима работы разрядных генераторов и последовательной трансформаторной схемы сложения мощностей, которая не уменьшает к. п. д. оконечного усилителя.

В результате анализа установлено, что схема сложения оказывает влияние на уровень нелинейных искажений. В ходе работы определена зависимость коэффициента гармоник выходного сигнала от особенностей конструктивного исполнения трансформаторов, входящих в устройство сложения. Предложены методы уменьшения нелинейных искажений:

• выбор оптимального порядка включения разрядных генераторов;

• изменение напряжения источников питания разрядных генераторов по определенному закону.

Разработана специальная расчетная программа для ЭВМ, позволяющая определять оптимальный порядок включения разрядных генераторов для достижения наилучшей линейности статической модуляционной характеристики оконечного усилителя мощности при заданных параметрах системы сложения.

Кроме этого, на основании проведенного математического анализа сделан важный вывод о возможности использования рассматриваемой схемы устройства сложения для работы в передатчиках с ОБП.

При использовании последовательной трансформаторной схемы сложения мощностей возникает еще одна проблема - токи коммутации транзисторов разрядных генераторов. В результате проведенной работы разработана методика количественной оценки токов коммутации. Предложены способы их уменьшения:

• несинхронное включение разрядных генераторов;

• использование в качестве устройства сложения эквивалентной неоднородной длинной линии;

• соответствующий подбор величины и характера нагрузки.

Математический анализ предложенных способов уменьшения токов коммутации показал, что они не будут эффективны при переходе в КВ-диапазон.

Увеличение рабочей частоты передатчика сильно влияет на линейность статической модуляционной характеристики оконечного усилителя мощности и приводит к резкому возрастанию токов коммутации.

При переходе на более высокие частоты необходимо применение специальных конструктивных решений.

В работе предлагается вариант построения устройства сложения, которое может использоваться при работе на высоких частотах. Разработана специальная расчетная программа для ЭВМ, позволяющая анализировать предлагаемую схему. Произведена количественная оценка процессов в устройстве сложения, влияющих на уровень нелинейных искажений и величину токов коммутации.

Предложенная методика расчета позволяет сформулировать основные конструктивные требования к устройству сложения для цифрового передатчика отвечающего заданным качественным характеристикам.

Таким образом, в ходе проведенной диссертационной работы решены следующие задачи:

1. Произведен анализ современных достижений отечественных и зарубежных разработчиков в области .цифровой модуляции. Определены нерешенные проблемы.

2. Рассчитаны значения качественных характеристик цифровых передатчиков. Сделан вывод о возможности получения уровня нелинейных искажений не хуже, чем в передатчиках, использующих традиционные принципы построения. При этом очевидным является выигрыш цифровых передатчиков в энергетической эффективности и надежности.

3. Разработана эквивалентная схема и, на ее основе, математическая модель устройства сложения. Исследовано влияние схемы сложения на работу разрядных генераторов.

-2164. Разработаны способы улучшения качественных цифровых передатчиков. Определены ограничения на применение этих способов.

5. Разработан вариант построения устройства сложения для цифровых передатчиков коротковолнового диапазона. Разработана методика расчета и, на ее основе, вычислительная программа для расчета таких устройств.

Список литературы диссертационного исследования кандидат технических наук Топталов, Сергей Игоревич, 1998 год

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. МККР. Документы пленарной ассамблеи МККР. Т. 1. Женева.-М., "Связь", 1968.

2. ГОСТ 13924-80. Радиопередатчики вещательные.-М.,"Госстандарт", 1983.-35 с.

3. Артым А. Д. Ключевые генераторы гармонических колебаний.-М.: " Энергия", 1972.-170 с.

4. Артым А. Д. Усилители классов Б и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании.-М.: " Связь", 1980.-209 с.

5. Баскаков С. И. Радиотехнические цепи с распределенными параметрами: Учебное пособие для вузов.-М.: " Высш. Школа", 1980.-152 е.: ил.

6. Воронов Р. А. Общая теория четырехполюсников и многополюсников,- М.: 'Тосэнергоиздат", 1951.-191 с.

7. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы, ч. 1. -М.: " Советское радио", 1968.-268 с.

8. Дмитриков В. Ф. и др. Высокоэффективные формирователи гармонических колебаний.-М.: " Радио и связь", 1988.-192с.: ил.

9. Зернов Н. В., Карпов В. Г. Теория радиотехнических цепей.-Л.: "Энергия", 1972.816 с.

Ю.Каганов В. И. Транзисторные радиопередатчики. Изд. 2-е, перераб. и доп.-

11. Калахан Д. А. Современный синтез цепей.-М.: "Энергия", 1966.-192 с.

12. Кибакин В. М. Основы ключевых методов усиления.- М.: " Энергия", 1980.- 232 с.

13.Корн Г., Корн Т. Справочник по математике для научных работников и инженеров. - М.: " Наука", 1984.- 440 с.

14.Литвененко О. Н., Сошников В. И. Теория неоднородных линий и их применение в радиотехнтке. - М.: " Советское радио", 1964,- 533 с.

15.Маркюс Ж. Дискретизация и квантование. Перевод с французского 3. Л. Персица под ред. А. В. Шилатко. - М.: " Энергия", 1969.- 144 с. : ил.

16.Назаров М. В., Кувшинов Б. И., Попов О. В. Теория передачи сигналов. - М.: " Связь", 1970.-367 с.

17. Полевой В. В., Чавка Г. Г. Расчет широкополосных согласующих, селективных и трансформирующих устройств: Учебное пособие. Л.: изд. ЛЭТИ, 1977.-83 с.

18.Роудз Дж. Д. Теория электрических фильтров. - М.: " Советское радио", 1980.240 с.

19.Фельдштейн А. Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восмиполюсников на СВЧ. - М.: " Связь", 1971.- 388 с.

20.Черне X. И. Индуктивные связи и трансформации в электрических фильтрах. -М.: " Связь", 1962.-316 с.

21. Широкополосные радиопередающие устройства (Радиочастотные тракты на полупроводниковых приборах) / Алексеев О.В., Головков А. А., Полевой В.В., Соловьев А. А. ; Под ред. О. В. Алексеева -М.: " Связь", 1978.- 304 е.: ил.

22. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л. А. Белов, М.В. Благовещенский, В. М. Бочаров и др. ; Под ред. М.В. Благовещенского, Г.М. Уткина. - М.: " Радио и связь", 1982.- 408 с. : ил.

23. Миниатюрные устройства УВЧ и ОВЧ диапазонов на отрезках линий / Э. В. Зелях, А. Л. Фельдштейн, Л. Р. Явич, В. С. Брилон. - М.: " Радио и связь", 1989.112 с. : ил.

24. Устройство сложения и распределения мощностей высокочастотных колебаний / В. В. Заенцев, В. М. Катушкина, С. Е. Лондон и др. ; Под ред. 3. И. Моделя. -М.: " Советское радио ", 1980.- 296 с.

25. Транзисторные генераторы гармонических колебаний в ключевой режиме / Под ред. И. А. Попова. - М.: " Радио и связь", 1985,- 192 с.

26. Схемотехника устройств на мощных полевых транзисторах : Справочник / В.

В. Бачурин, В. Я. Ваксенбург, В. П. Дьяконов и др. ; Под ред. В. П. Дьяконова. -

*

М.: " Радио и связь", 1994,- 280 с. : ил.

27. Транзисторные генераторы гармонических колебаний в ключевом режиме / Под ред. И. А. Попова.- М.: " Радио и связь", 1985.- 192 с.

28. Артым А. Д. Ключевой режим работы генераторов высокой частоты. - " Радиотехника", 1969, № 6, с. 58-64.

29. Дмитриков В. Ф., Титов В. В., Уткин М. А. Исследование методов устранения сквозных токов в ключевых двухтактных генераторах // Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи.-1979.-№ 5. с. 57-65.

30. Извольский А. А., Козырев В. В. Высокоэффективный ВЧ тракт транзисторных передатчиков.- В кн. : Полупроводниковая электроника в технике связи. Под. ред. И. Ф. Николаевского. М., " Связь", 1990, вып. 28, с. 112-118.

31. Николаевский И. Ф. и др. К вопросу о расчете мощных выходных каскадов транзисторных генераторов. .- В кн. : Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под. ред. И. Ф. Николаевского. М., " Связь", 1972, вып. 10, с. 3832. Петяшин Н. Б. Современное состояние транзисторных высокоэффективных

генераторов. - В кн. : Полупроводниковая электроника в технике связи. Под. ред. И. Ф. Николаевского. М., " Связь", 1988, вып. 27, с. 56-62.

33. Соколов Г. Г. Устранение сквозных токов в импульсном мостовом усилителе.-Известия ВУЗОВ, " Электромеханика" ,1968, № 6, с. 690-694.

34. Чугаев В.Н., Межов В. Е., Завражнов Ю. В. Транзисторный 200-ватный широкополосный усилитель мощности. - В кн. : Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под. ред. И. Ф. Николаевского. М.," Связь", 1972, вып. 10, с. 195- 200.

35. Юрченко Н. Н., Шевченко П.Н. О способе уменьшения динамических потерь в силовых инверторах на высокочастотных транзисторах.- Сб.: Проблемы технической электродинамики. Киев, 1972, вып. 35, с. 74-81.

36. Говорухин В. М., Голдобин А. А. Системы суммирования мощности для широкополосных усилителей коротковолновых радиопередатчиков.- В кн.: Радиотечнические устройства. Новосибирск (НЭТИ), 1972, с. 100-109.

37. Дорфман Л. Г. Мост с регулируемым коэффициентом деления.-" Вопросы радиолектроники", сер. ТРС, 1960, № 4, с. 79-94.

38. Катушкина В. М., Модель З.И. Мостовые схемы сложения мощностей любого числа УКВ генераторов и передатчиков.-" Электросвязь", 1959, №7, с. 17-25.

39. Катушкина В. М., Модель З.И. Об эффективности мостового метода сложения мощностей ВЧ генераторов.-"Радиотехника", 1973, т. 28, № 5, с. 63-67.

40. Лондон С. Е., Томашевич С. В. Широкополосные и мостовые устройства на согласованных линиях.-" Вопросы радиолектроники", сер. ТРС, 1973, № 2, с. 166-174.

41. Лондон С. Е., Томашевич С. В. Устройство сложения мощностей с неминимальным числом сопротивлений. -" Вопросы радиолектроники", сер. ТРС, 1974, № 4, с. 28-29.

42. Львович А. А. Устройство для распределения и сложения мощностей электрических колебаний высокой и низкой частоты. -" Электросвязь", 1956, № 12, с. 3-14.

43. Модель 3. И., Несвижский Ю. Б. Некоторые особенности Т-образных мостовых схем сложения мощностей ВЧ генераторов.-"Радиотехника", 1955, № 7, с. 2129.

44. Полевой В. В. Некоторые общие свойства схем сложения мощности с взаимной электрической развязкой генераторов.-В кн.: Вопросы широкополосного усиления ВЧ и СВЧ. Труды научного симпозиума, Окт. 1972. Новосибирск, изд. НЭТИ, 1973, с. 101-104.

45. Полевой В. В., и др. Качественные характеристики передатчиков с цифровым формированием огибающей. Радиоэлектроника в СПбГЭТУ.-1995.-№ 1.

46. Терентьев Б. П., Коваленко Н. В. Мостовые схемы сложения мощностей передатчиков.-"Радиотехника", 1952, № 7, с. 5-12.

47. Бортник В. Ф. Увеличение мощности СВЧ путем параллельного включения маломощных приборов.-"Электроника", 1966, № 11, с. 24-31.

48. Ломов И. Т. Параллельное соединение мощных полупроводниковых триодов.-Известия ВУЗОВ, " Приборостроение", 1967, т. 10, № 4, с. 46-49.

49. Лисицкий А. П., Никифоров В.В. Методы уменьшения нелинейных искажений сигналов в радиопередающих трактах. - В кн. : Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под. ред. И. Ф. Николаевского. М., " Связь", 1990, вып. 28, с. 95- 106.

50. Нуянзин В.П., Шаталов В. Ф. Мощные связные передатчики на транзисторах диапазона КВ. -В кн.: -Полупроводниковая электроника в технике связи. Под. ред. И. Ф. Николаевского. М., " Связь", 1976, вып. 17, с. 3-16.

51. Фельдштеий А. Л. Неоднородные линии. -"Радиотехника", 1951, т. 6, № 5.

52. Полевой В. В. Вопросы построения усилителей мощности широкополосных транзисторных радиопередатчиков. Автореф. дис. на соиск. учен, степени канд. техн. наук. Л., 1973, 16 с (ЛЭТИ).

53. Гончаров И. А. Исследование и разработка высокоэффективного усилителя мощности однополосных сигналов с цифровым преобразованием огибающей. Дис. на соиск. учен, степени канд. техн. наук. М., 1987, 180 с. (МЭИС).

54. Схема последовательного соединения транзисторов. Патент США . № 3.119.057, кл. 321/ 18х, 1964.

55. Схема последовательного соединения транзисторов. Патент США . № 3.716.777, кл. 321/27г, 1971.

56. Последовательное включение транзисторов. Патент США . № 3.562.623, кл. 321/ 15,1971.

57. Схема параллельного включения транзисторов. Патент США . № 3.254.302, кл. 330/ 15 , 1965.

58. Амплитудный модулятор с компенсированной фазовой модуляцией и цифровым выбором усилителей. Патент США, 49528990 МКИ Н03С1/04. Заявл. 12.09.89. Опубл. 28.08.90.

59. Многофазный ШИМ усилитель. Патент США, 446826 МКИ Н03Ю/38. Заявл. 25.01.82. Опубл. 28.08.84.

60. Амплитудный модулятор с использованием усилителей несущей коммутируемых цифровым способом. Патент США, 4580111 МКИ НОЗс 1/00. Заявл. 24.12.81. Опубл. 04.04.86.

61. Высокочастотный усилитель мощности с цепями защиты. Патент США, 5003271 МКИ Н02н 7/20. Заявл. 05.03.90. Опубл. 26.03.91.

62.Высокочастотный усилитель мощности с улучшенной схемой защиты. Патент США, 5070309 МКИ М02н 7/20. Заявл. 28.01.91. Опубл. 03.12.91.

63. Передатчик АМ сигналов. Патент Великобритании, 2236635 МКИ Н03С1/ 06. Заявл. 3.10.89. Опубл. 10.04.91.

64. Вегтап Ь., СЬеШап I Фр. патент № 1586550 Н03К, 12.01.76.

65. А. С. 126143 ( СССР ). Усилитель мощности/ Н. Б. Петяшин.-Заявл. 02.09.85 № 3880189/ 24-09; Опубл. в Б. И., 1986, № 33; МКИ НОЗ F 3/20.-УДК 621.375.4.26 (088.8)

66. Разработка методов повышения энергетических и качественных характеристик широкополосных радиопередающих устройств систем связи: СпбГЭТУ-Аннотированный отчет; Научн. руководитель темы О. Алексеев.-Шифр работы Г/ 6-2/ РЭС-8; 1992.

67. Swanson H. Digital AM Transmitters.-IEEE Transactions on broadcasting, 1989, № 2.

68. Nicholas Richards. Designing efficient medium-wave transmitters/ -ВМЕД989, № 3.

69. Pitralis 0., Horn R., Baranello R. Broadband 60 W HG Linear Amplifier.-" IEEE Jounal of Solid State Circuits", 1971, № 3, p. 93-103.

70. Schultz D. Solid Stfte 100 W Amplifier Operator from a 12 V Soure,- "EDN/EEE", 1972, № 5, p. 46-48.

71. Economic modulation processes for AM brodcast transmitters. " EBV Review TechnicoF',1982, № 193, p. 114-122.

72. Lodahl M. New brodcast - transmitters family for medium and shot waves.-Rundfunktechnische Mitteilungen, № 4, August 1977, p. 145-152.

73. Mielke J., Petke G. New measurements concerning energy savings in currier-controlled amplitude modulation.- IRT Technical Information № 36, 1981.

74. Hayeiwa Kazuhisa, Naka Hisashi, Miyazaki Tetsuto. Terebijon gakkaishi.- J. Inst. Telev. Eng. Jap.-1993.- 47, № 4.-c. 523-527.

75. Report of the lbird meeting of Specialist Group Rl/HF of EBV Sub- group Rl.-Document GT R1 190, 21-st March,1981.

76. Gschwindt A. Some reflections regarding the design of future amplitude- modulated sound- broadcasting transmitters. -EBU Review, № 129, October 1971, p. 194-199.