Цифровые антенные решетки радиоэлектронных бортовых систем тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.12.07, доктор наук Добычина Елена Михайловна

• Добычина Елена Михайловна
• доктор наук
• 2019

Оглавление диссертации доктор наук Добычина Елена Михайловна

ВВЕДЕНИЕ

ГЛАВА 1. АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ С ЦИФРОВЫМ

ДИАГРАММООБРАЗОВАНИЕМ - НОВЫЙ КЛАСС АНТЕННЫХ

СИСТЕМ

1.1. Современные радиоэлектронные бортовые системы

1.2. Приемопередающий модуль активных фазированных антенных решеток

1.3. Проблемы и особенности цифровых антенных решеток на борту летательных аппаратов

1.4. Схемы формирования диаграммы направленности цифровых решеток

1.5. Сравнительный анализ энергетических характеристик цифровых решеток и их ближайших прототипов

1.6. Выводы по первой главе

ГЛАВА 2. ПРИЕМОПЕРЕДАЮЩИЕ ТРАКТЫ ЦИФРОВЫХ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК НА БОРТУ ЛЕТАТЕЛЬНЫХ АППАРАТОВ

2.1. Анализ требований к составным элементам приёмопередающего модуля цифровой антенной решетки

2.1.1. Анализ современного состояния приёмопередающих модулей антенных решеток

2.1.2. Цифровая элементная база приёмопередающих модулей

2.1.3. Квадратурный модулятор в качестве устройства управления амплитудно-фазовым распределением цифровой антенной решетки

2.2. Приёмопередающий модуль цифровой антенной решетки

2.2.1. Обоснование структуры цифрового приемопередающего модуля

2.2.2. Передающий тракт модуля

2.2.3. Приёмный тракт модуля

2.2.4. Амплитудно-фазовые ошибки передающего тракта цифрового приемопередающего модуля

2.3. Усилитель мощности в составе приёмопередающего модуля цифровой антенной решетки

2.3.1. Точность определения параметров транзистора и её влияние на частотные характеристики усилителей мощности

2.3.2. Моделирование мощного активного элемента

2.3.3. Нелинейная модель мощного активного элемента на плате

2.3.4. Методика определения параметров мощного активного элемента

2.4. Выводы по второй главе

ГЛАВА 3. КАЛИБРОВКА ЦИФРОВЫХ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК НА

БОРТУ ЛЕТАТЕЛЬНЫХ АППАРАТОВ

3.1. Методы диагностики антенных решеток

3.2. Устройство калибровки многолучевой цифровой антенной решетки

3.3. Предлагаемый алгоритм калибровки и структура калибровочного

сигнала

3.4. Оценка фазовых и амплитудных ошибок калибровки цифровой антенной решетки

3.5. Расчёт вероятностей ложной тревоги и правильного обнаружения синхронизирующего участка калибровочного кадра

3.6. Разрешающая способность и динамический диапазон цифровой антенной решетки в процессе калибровки

3.7. Анализ калибруемых параметров с учётом ошибок в управлении и дискретизации

3.7.1. Математическая модель системы калибровки с учетом ошибок в управлении и дискретизации

3.7.2. Имитационная модель системы калибровки с учетом ошибок в управлении и дискретизации

3.7.3. Анализ результатов имитационного моделирования системы калибровки с учетом ошибок в управлении и дискретизации

3.8. Процесс калибровки

3.8.1. Схема алгоритма калибровки

3.8.2. Примеры реализации алгоритма калибровки

3.9. Выводы по третьей главе

ГЛАВА 4. РЕЗУЛЬТАТЫ ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫХ ИССЛЕДОВАНИЙ ЭЛЕМЕНТОВ ЦИФРОВЫХ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК И ВОЗМОЖНОСТЕЙ ЦИФРОВОГО ДИАГРАММООБРАЗОВАНИЯ

4.1. Экспериментальные исследования характеристик элементов приемопередающего тракта цифровых антенных решеток

4.1.1. Результаты измерений параметров мощных активных элементов на плате

4.1.2. Верификация результатов нелинейного моделирования мощного сверхвысокочастотного активного элемента на плате

4.1.3. Разработка усилителя мощности передающего тракта модуля

4.1.4. Результаты экспериментальных исследований параметров предварительного усилителя мощности

4.1.5. Разработка элементов цифрового приемопередающего модуля

4.2. Экспериментальные исследования цифрового диаграммообразования и модели калибровки цифровых антенных решеток

4.2.1. Описание экспериментальной лаборатории на базе безэховой

камеры

4.2.2. Результаты экспериментальных исследований цифрового диаграммообразования в лаборатории на базе безэховой камеры

4.2.3. Результаты экспериментальных исследований алгоритмов калибровки модели цифровой приемной решетки в лаборатории на базе безэховой

камеры

4.3. Выводы по четвертой главе

ОБЩИЕ ВЫВОДЫ И ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ И УСЛОВНЫХ ОБОЗНАЧЕНИЙ

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

ПРИЛОЖЕНИЕ

ВВЕДЕНИЕ

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Цифровые антенные решетки радиоэлектронных бортовых систем»

Общая характеристика работы

Основными направлениями совершенствования радиоэлектронных систем (РЭС) на борту летательных аппаратов (ЛА) являются: многофункциональность, достижение высокого уровня информативности, повышение интеллектуальных качеств и степени автоматизации, интеграция с другим радиоэлектронным оборудованием ЛА, обеспечение работы в составе многопозиционных РЭС и комплексов защиты ЛА, радикальное повышение роли цифровой обработки информации [1 - 3]. Многофункциональность позволяет расширить круг задач, решение которых ранее обеспечивалось при одновременном размещении нескольких РЭС на борту ЛА.

Основой построения современных бортовых РЭС (БРЭС) должна стать интеллектуальная антенная система - цифровая антенная решетка (ЦАР).

Актуальность темы исследования

Необходимость интеллектуализации БРЭС обусловлена требованиями обеспечения многофункциональности и интегрированности, которые должны быть присущи перспективным радиоэлектронным комплексам ЛА, а также неопределенностью априорных сведений об условиях работы. В наибольшей степени свойство интеллектуальности функций проявляется, во-первых, при решении задачи адаптации РЭС к быстроменяющейся внешней обстановке с целью обеспечения оптимального распределения ограниченных временных, частотных, пространственных и энергетических ресурсов по множеству обрабатываемых объектов. Во-вторых, уровень интеллектуальности приобретает принципиальное значение при действиях бортовых РЭС в условиях сложной помеховой обстановки, когда на нее оказывается непредсказуемое заранее комплексное воздействие разнообразных помех при столь же заранее неизвестной их пространственно-временной динамике. Особенно большое значение интеллектуальные способности системы имеют для вертолетов и беспилотных ЛА, которые должны выполнять как разведывательные, так и ударные задачи [4].

Актуальным направлением современного развития радиоэлектронной техники является переход к цифровым антенным системам, которые должны обладать высоким энергетическим потенциалом, работать в многолучевом режиме, иметь гибкое управление своими ресурсами и динамически адаптироваться в условиях пассивных и активных помех в изменяющейся электромагнитной обстановке.

Степень разработанности темы диссертации

Большой вклад в развитие теории и техники ЦАР, в том числе на борту ЛА, внесли многие отечественные и зарубежные ученые и инженеры, начиная с таких авторов, как Воскресенский Д.И., Иммореев И.Я., Слока В.К., Евстропов Г.А., Григорьев Л.Н., а также Brookner E., Josefsson L., Persson P.

Теорией цифровой обработки сигналов, а также алгоритмами адаптации в ЦАР занимались такие ученые, как Лихарев В.А., Ратынский М.В., Монзинго Р.А., Миллер Т.У. и продолжают заниматься Джиган В.И., B.Warcrop, Fenn A.J.

Моделированию характеристик и вопросам построения многолучевых антенных решеток, в том числе цифровых и аналого-цифровых посвящены работы таких исследователей, как Бей Н. А., Петров А.С., Прилуцкий А. А., Климов К.Н., Фролов О.П., Kuroda M., Miura M. и др.

В работах Евстигнеева А., Гупта Д., Муханова O., Магил E., уделено много внимания вопросам разработки приемопередающих модулей (ППМ), в состав которых входят синтезаторы сетки частот (ССЧ) с прямым цифровым синтезом. Однако проблемы со стабильностью частоты в таких устройствах делают их неприемлемыми для бортовых РЭС.

Задачи оптимизации режимов активных приборов решались в трудах Неймана М.С., Шахгильдяна В.В., Челнокова О.А., Кулешова В.Н., Алексеева О.В., Ангелова И.

Несмотря на то, что изучению и анализу характеристик самих ЦАР и их составных частей посвящено достаточно большое количество публикаций, в основном они носят теоретический характер или ограничиваются частными случаями конкретных применений и измерений.

В настоящее время необходимость перехода от вопросов анализа теоретических принципов построения ЦАР к их практической реализации особенно для бортовых РЭС уже очевидна, поскольку остается нерешенным ряд научных и технических проблем, связанных с повышением уровня мощности, излучаемой апертурой антенной решетки [5]; построением принципиально новых эффективных твердотельных приемопередающих модулей на активных элементах нового поколения, позволяющих работать с минимальными потерями и низким уровнем фазовых шумов в широкой полосе частот. Принципиально нового подхода требуют вопросы минимизации массы, габаритов и стоимости антенных решеток на цифровой элементной базе.

В то время, как термин ЦАР зачастую используется для обозначения антенных решеток, в которых аналого-цифровому преобразованию подвергается уже сформированная аналоговым путем диаграмма направленности (ДН) [5], в данной работе под ЦАР понимается, согласно ГОСТу [6], «антенная решетка с поэлементной обработкой сигналов, в которой сигналы от излучающих элементов решетки подвергаются аналого-цифровому преобразованию с последующей обработкой по определенным алгоритмам».

Современные АФАР применяются в системах наземного и корабельного базирования, в летательных и космических аппаратах. АФАР состоят из модулей, куда кроме излучателей, приемников, фазовращателей и усилителей входят аналого-цифровые преобразователи (АЦП), являющиеся устройствами предварительной пространственно-временной обработки сигнала [7].

Разработка принципиально нового подхода к вопросу определения архитектуры бортовой ЦАР и её основного элемента цифрового приемопередающего модуля (ЦППМ), который позволит нарастить энергетический потенциал системы, главным образом за счет снижения энергопотребления и потерь, является актуальной научной проблемой.

Целью работы является решение крупной научной проблемы, заключающейся в исследовании и разработке нового класса антенных систем -цифровых антенных решеток бортовых радиоэлектронных комплексов с

повышенным энергетическим потенциалом и точностью формирования амплитудно-фазового распределения при снижении энергопотребления и минимизации массогабаритных характеристик системы, а также новых технологий их производства, настройки и эксплуатации.

Достижение сформулированной цели потребовало решения следующих научно-технических задач:

1. Разработка концепции и теоретических основ формирования облика и состава цифровой антенной решетки бортовой радиоэлектронной системы, работающей в условиях ограниченного энергопотребления, имеющей минимальные массу и размеры, включая:

- обоснование архитектуры системы, состава и характеристик ЦАР;

- сравнение с ближайшими прототипами и нахождение условий снижения энергопотребления ЦАР;

- подтверждение технической возможности реализации бортовой ЦАР предложенной архитектуры;

2. Разработка методологии построения и схемотехнической реализации передающего тракта ППМ для цифровой антенной решетки БРЭС на активных элементах с высокими уровнями выходной мощности, КПД и коэффициентом усиления по мощности, стабильной амплитудно-фазовой характеристикой в широкой полосе частот, низким уровнем фазовых шумов, а также разработка методики его проектирования с учетом минимизации массы, габаритов, стоимости;

3. Обоснование нового подхода к моделированию нелинейных процессов в мощных многосекционных псевдоморфных СВЧ-транзисторах с учетом результатов их экспериментальных исследований;

4. Разработка математической модели мощного активного элемента (АЭ) с протяженной псевдоморфной структурой для достижения максимального КПД и требуемого усиления в широкой полосе частот;

5. Создание макетов для проведение экспериментальных исследований на псевдоморфных транзисторах, подтверждающих возможность повышения эффективности цифрового модуля;

6. Развитие метода и разработка устройства калибровки для прецизионного управления амплитудно-фазовым распределением в раскрыве многоканальной ЦАР;

7. Разработка имитационных моделей ЦАР, экспериментальное исследование примеров цифрового диаграммообразования и точностных характеристик калибровки ЦАР.

Методология и методы исследования

В диссертационной работе используются: теория статистического анализа, матричные методы решения систем линейных алгебраических уравнений, метод гармонического баланса для описания нелинейных электрических цепей, теория функций комплексного переменного, элементы линейного программирования, теория матричного описания антенн и устройств СВЧ, электродинамическое моделирование устройств методом моментов.

Программная реализация алгоритмов управления измерительным комплексом, сбора и обработки данных при проведении экспериментальных исследований, имитационного моделирования процесса калибровки ЦАР осуществлялось с помощью уникального программного обеспечения и в среде МАТСАБ.

Объектом исследования является цифровая антенная решетка, предназначенная для работы в составе бортовой радиоэлектронной системы.

Предметом исследования являются архитектура, структура и состав ЦППМ, характеристики, математические и имитационные модели ЦАР для бортовых радиосистем.

Научная новизна работы заключается в развитии теории и методологии построения нового класса антенных систем - цифровых антенных решеток бортовых радиоэлектронных комплексов, позволяющих повысить их энергетический потенциал за счет использования новых методов оптимизации

режима работы высокоэффективных активных устройств и обеспечения высокой точности формирования АФР с помощью предложенной системы автоматической калибровки. В частности:

1. Впервые проведена оценка и сравнение энергетических характеристик цифровых и аналоговых АР и показаны основные преимущества и недостатки ЦАР;

2. Предложена новая научная идея построения распределенной архитектуры приемопередающих антенных решеток с цифровым диаграммообразованием без применения аналоговых фазовращателей и распределительной системы СВЧ-сигнала;

3. Предложен новый подход к моделированию нелинейных процессов в мощных многосекционных псевдоморфных СВЧ-транзисторах с учетом результатов их экспериментальных исследований;

4. Предложена и верифицирована на экспериментальных образцах методика построения эквивалентной электрической схемы мощного активного элемента на плате, позволяющая увеличить его эффективность по сравнению с существующими методиками;

5. Предложена концепция построения цифрового приемопередающего модуля, позволяющая снизить энергопотребление, массу и габариты бортовой ЦАР за счет размещения в нем высокостабильного источника СВЧ-сигнала с фазовой автоподстройкой от единого для всей ЦАР опорного сигнала;

6. Развита статистическая теория калибровки амплитудно-фазового распределения для цифровой антенной решетки; предложен принцип построения нового устройства для прецизионного управления амплитудно-фазовым распределением в раскрыве многоканальной ЦАР;

7. Предложен и апробирован новый принцип построения экспериментального стенда для исследования возможностей цифрового диаграммообразования в антенном измерительно-вычислительном комплексе на базе безэховой камеры, созданной в научно-производственном центре радиоинформационной метрологии МАИ.

Практическая значимость работы заключается в том, что полученные в процессе работы над диссертаций результаты являются основой для разработки бортовых ЦАР многофункциональных комплексов, обеспечивающих повышение их энергетического потенциала, реализацию динамической адаптации рабочей зоны на основе оперативного перенацеливания приемо-передающих лучей, повышение чувствительности приемного тракта ЦАР при отказе от громоздкой системы обработки СВЧ-сигнала, реализацию программно-реконфигурируемой архитектуры РЭС.

Разработаны макеты усилителей мощности на GaN бескорпусных транзисторах и проведены экспериментальные исследования, в результате которых получено повышение КПД и выходной мощности за счет использования предложенного метода моделирования активного элемента на плате вместо традиционных методов.

Предложено новое техническое решение, в котором реализована возможность проведения калибровки многолучевых ЦАР в штатном режиме, не прекращая выполнение основных функций решетки и всей РЭС в целом. Разработанный алгоритм калибровки ЦАР позволяет получать высокую производительность и сходимость процесса для различных отношений сигнал/шум и объемов выборки, обеспечивая точность наведения каждого луча ЦАР на порядок выше, чем после осуществоения калибровки аналогичным методом в аналоговых системах.

Реализация и внедрение результатов работы

Результаты диссертационной работы Добычиной Е.М., связанные с организацией процедуры калибровки, в соответствии с предложенным в работе алгоритмом были использованы при выполнении работ по перенастройке и калибровке каналов станций спутниковой связи на предприятии АО «ВИСАТ-ТЕЛ».

Научные результаты диссертационной работы были использованы при выполнении научно-исследовательской работы на предприятии АО «ЦНИРТИ им. академика А.И. Берга» в разработке гибридно-интегральных нитрид

галлиевых усилителей мощности сантиметрового диапазона длин волн, что позволило повысить их КПД и коэффициент усиления по мощности.

В Научном центре специальных радиоэлектронных систем и менеджмента МАИ (НЦ СРМ МАИ) нелинейная модель мощного псевдоморфного СВЧ-транзистора была использована для повышения коэффициента полезного действия в ходе выполнения опытно-конструкторской работы при разработке усилителя мощности для многофункциональной бортовой радиолокационной системы (МБРЛС), тема 450-10/41360-15550.

Методики и алгоритмы моделирования активного элемента на плате и процедуры калибровки ЦАР внедрены в учебный процесс на кафедре «Радиофизика, антенны и микроволновая техника» МАИ. Основные материалы, относящиеся к вопросам построения и практической реализации радиоэлектронных систем с ЦАР, излагаются при чтении лекций и используются при проведении практических занятий, а также лаборатного практикума по дисциплинам «Устройства генерирования и формирования сигналов»; «Передающие модули СВЧ и оптического диапазона», «Генераторы колебаний с управляемыми параметрами», а также с 1994 по 2016 год вошли в состав 9-ти учебных пособий.

Внедрение результатов диссертационной работы подтверждается соответствующими актами.

Основные положения, выносимые на защиту

1. Предложенный принцип построения нового класса цифровых антенных решеток позволяет повысить их энергетический потенциал, а также снизить энергопотребление по сравнению с АФАР за счет использования новой структуры цифрового приемопередающего модуля (Пат. 157114 Российская Федерация), при снижении габаритов и массы решетки, в результате исключения распределительной СВЧ-системы и управляемых фазовращателей.

2. Предложенный и экспериментально исследованный алгоритм экстракции параметров, а также разработанная нелинейная модель мощного активного элемента на плате на основе параллельных резонансных контуров,

позволили улучшить энергетические характеристики цифрового приемопередающего модуля путём увеличения КПД усилителя мощности на 10-15%, а уровня его выходной мощности на 15 - 20 % по сравнению с существующими моделями.

3. Развитие коммутационного метода калибровки, применительно к многолучевой бортовой ЦАР (Пат. 166501 Российская Федерация), позволяющее устранить влияние дестабилизирующих факторов, вносящих неконтролируемые случайные амплитудные и фазовые ошибки в формирование ДН и тем самым повысить точность наведения каждого луча до долей ширины ДН ЦАР в штатном режиме, не прекращая выполнение основных функций решетки и всей РЭС в целом.

4. Новый метод имитационного моделирования приемной ЦАР в безэховой камере (БЭК) при наличии шумов позволил получить результаты экспериментальных исследований, подтверждающие, что использование цифровой обработки в каждом канале ЦАР при осуществлении моноимпульсной пеленгации источника излучения повышает точность определения угла прихода сигнала до долей ширины ДН, а также позволяет проводить калибровку ЦАР с точностями, превышающими существующие аналоговые системы, за одну итерацию.

Достоверность результатов работы обеспечивается:

- корректным использованием методов теории вероятности и математической статистики;

- строгим использованием математического аппарата для всех полученных научных результатов, соответствием в определенных случаях полученных результатов результатам других авторов, опубликованным в отечественной и зарубежной литературе;

- экспериментальной проверкой предложенных математических моделей и совпадением в частных случаях результатов имитационного моделирования с полученными аналитическими решениями;

- использованием измерительных средств и оборудования, прошедших метрологическую аттестацию.

Апробация результатов работы

Основные результаты работы докладывались и обсуждались на следующих конференциях:

15th, 16th International Conference on Transparent Optical Networks (ICTON) (Cartagena, Spain, 2013), (Graz, Austria, 2014); с 17-й по 28-ю Международных Крымских конференциях «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии», г. Севастополь, с 2008 г. по 2018 г.; 14-й и 17-й Международных научно-технических конференциях «Радиолокация, навигация, связь» ( Воронеж, 2008, 2011); 12-й и 14-й Международных конференциях «Цифровая обработка сигналов и ее применение - DSPA-2010 /2012» ( Москва 2010,2012); 10-й, 11-й, 14-й, 15-й Международных конференциях «Авиация и космонавтика - 2011/2012/2015/2016» (Москва 2010, 2012, 2015, 2016); XLII, XLIV Международных молодежных научных конференциях «Гагаринские чтения-2016/2018» ( Москва 2016, 2018).

Конференции Российского научно-технического общества радиотехники, электроники и связи имени А.С.Попова: научная сессия, посвященная дню радио (Москва, 2010); конференции Российского научно-технического общества радиотехники, электроники и связи имени А.С.Попова: цифровая обработка сигналов и ее применение (Москва, 2011); 1-й Всероссийской Микроволновой конференции (Москва, 2013); Московской молодежной научно-практической конференции «Инновации в авиации и космонавтике-2015» (Москва, 2015); Всероссийской научно-технической конференции «Расплетинские чтения - 2016» (Москва, 2016); конференции «Иосифьяновские чтения 2017» (Истра, 2017).

Публикации по теме диссертации

Основные положения и результаты диссертации опубликованы в 56 работах, из них 4 монографии, 15 статей в изданиях из перечня ВАК Минобрнауки России, сделано 34 доклада на международных и всероссийских конференциях, 12 опубликованы в изданиях, входящих в системы Scopus и

Web of Science, 7 работ опубликовано без соавторов, получено 2 патента РФ на полезную модель, 1 патент РФ на изобретение.

Личный вклад автора

Все исследования, результаты которых изложены в диссертационной работе проведены лично автором в процессе научной деятельности.

Постановка и проведение ряда экспериментальных измерений, связанных с имитационным моделированием принципов работы цифровой антенной решетки и проверки возможностей цифрового диаграммообразования и процедуры калибровки макета антенной решетки, выполнены совместно с инженером научно-производственного центра радиоинформационной метрологии (НПЦ РИМ) МАИ М.В. Снастиным. Часть экспериментальных результатов и модель мощного СВЧ-транзистора получена вместе с к.т.н. Р.Ю. Малаховым.

В работах, опубликованных в соавторстве, соискатель предложила методы решения задач и принципы построения новых устройств, разработала методики и программно-алгоритмические средства обработки результатов экспериментов, математические модели, алгоритмы моделирования, провела анализ, сравнение и интерпретацию полученных экспериментальных результатов, а также результатов имитационного моделирования.

Структура и объём работы

Работа состоит из введения, четырех глав, общих выводов и заключения, списка сокращений и условных обозначений, списка литературы и приложения, содержит 158 рисунков,141 формулу, 22 таблицы. Объем работы 297 страниц машинописного текста, из них 10 страниц приложения. Список использованных источников содержит 205 наименований.

Соответствие работы паспорту специальности

Работа соответствует паспорту специальности 05.12.07 «Антенны, СВЧ-устройства и их технологии»: исследование и разработка новых антенных систем, активных и пассивных устройств СВЧ, в том числе управляющих, фазирующих, экранирующих и других, с существенно улучшенными параметрами (п 3. паспорта специальности); исследование и разработка адаптивных и малошумящих

антенных систем, больших антенн с высоким усилением, активных ФАР со сверхбольшими мощностями излучения, радиооптических антенных систем и антенн с уникальными характеристиками (п 8. паспорта специальности) и разработка методов проектирования и оптимизации антенных систем и СВЧ-устройств широкого применения (п 9. паспорта специальности). Этим положениям соответствуют главы 1, 2 диссертации.

Разработка и исследование новых технологий производства, настройки и эксплуатации антенных систем (п 6. паспорта специальности) и исследование и разработка метрологического обеспечения проектирования, производства и эксплуатации антенных систем и СВЧ-устройств (п 7. паспорта специальности) -этим положениям соответствуют главы 3, 4 диссертации.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении представлена общая характеристика работы, обоснована актуальность темы исследования, определена цель работы и решаемые научно-технические задачи. Приведены научная новизна и практическая ценность работы, а также сформулированы положения, выносимые на защиту.

В первой главе приведены доказательства того, что антенные решетки с цифровым диаграммообразованием являются новым классом антенных систем.

Проведен анализ современных радиоэлектронных систем на борту ЛА. Показано, что многофункциональные системы ЛА ближайшего десятилетия должны создаваться на основе интеллектуальных антенных решеток. Именно это является основным научно-техническим направлением в радиоинформационной системотехнике и позволит «скачкообразно» увеличить эффективность бортовых систем радиолокации, радиосвязи и радиоразведки.

Для построения энергоэффективной бортовой РЭС предложена структура ЦАР, в которой отсутствует система разводки СВЧ-сигнала. Источник высокочастотного колебания входит в состав каждого модуля, а фазирование каналов осуществляется цифровой системой синхронизации. Проведен аналитический обзор элементной базы цифровых АР, который показал возможность их реализации в различных диапазонах частот, включая СВЧ.

Показано, что практическое применение ЦАР в настоящее время определяется допустимой стоимостью элементов.

Предложена концепция построения ЦППМ, использование которого позволяет отказаться от распределительной СВЧ-системы, управляемых фазовращателей (УФВ) и аттенюаторов в составе ЦАР, тем самым уменьшив её габариты и массу на борту ЛА, по сравнению с АФАР.

На основе сравнительного имитационного моделирования традиционной АФАР и ЦАР с предложенной структурой модуля показано, что ЦППМ в определенных частотных диапазонах обеспечивает снижение энергопотребления. Получены результаты, показывающие, что увеличение количества излучателей решетки и требуемой выходной мощности модуля еще больше увеличивает выигрыш в энергопотреблении для ЦАР. Показано влияние на энергопотребление ЦАР выходного усилителя мощности (УМ) в составе передающего тракта, КПД которого определяет энергетическую эффективность использования ЦППМ в составе бортовой ЦАР.

Этот результат дает основание для пересмотра отношения к практическому использованию ЦАР в бортовых РЭС. При соизмеримом энергопотреблении ЦАР дает существенные преимущества радиосистеме, по сравнению с АФАР - это возможность адаптивной многолучевой работы, которые реализуются только в цифровых решетках.

Вторая глава посвящена решению задач, возникающих при построении приемопередающих трактов цифровых антенных решеток на борту ЛА.

Проведён обзор структур ППМ антенных решеток, а также их составных элементов, который показал, что реализация основных функций бортовой ЦАР -адаптивность, многолучевость, самокалибровка - возможна только со структурой модуля, в которую входит АЦП, ЦАП и квадратурный модулятор (КМ) в качестве устройств формирования АФР решетки. КМ в качестве устройства управления АФР в передающем тракте ЦАР позволяет уменьшить реализуемый фазовый дискрет до долей градуса, а также потери в СВЧ-тракте ППМ на 2 - 3 дБ по сравнению с традиционными ППМ АФАР с УФВ и аттенюаторами.

Предложено новое техническое решение - приемопередающий модуль бортовой цифровой антенной решетки, позволяющее увеличить энергетический потенциал многоэлементной бортовой ЦАР, за счет увеличения коэффициента усиления и КПД модуля, при снижении габаритов и массы минимум в два раза в результате исключения распределительной СВЧ-системы и УФВ.

Разработана аналитическая модель формирователя сигналов, позволившая оценить влияние ошибок синтезатора сетки частот (ССЧ) и КМ на выходной сигнал модуля и сформировать требования к амплитудно-фазовому балансу КМ и уровню спектральной плотности мощности шумов СВЧ-генератора несущей -ССЧ с цифровым кольцом ФАПЧ.

Список литературы диссертационного исследования доктор наук Добычина Елена Михайловна, 2019 год

Исток

Рисунок 2.35.

Эквивалентная электрическая схема мощного СВЧ-транзистора при II05 < \]'С5 При измерении АЭП на частотах о.) < гдесог? - граничная частота,

3 о

рад/с, паразитные индуктивности и емкости контактов не оказывают существенного влияния на его Е-параметры. В этом случае можно получить следующие выражения:

йс(й>) = 0, и05,) ) - ДеСгЙ*^ 0,ад ), (2-26)

= йе 0, иС5)), (2'27)

(*) = ке 0, ад) - Де 0, ад).

индуктивности и сопротивления, моделирующие

(2.28)

При 61 < —

1 30

металлизированные контакты, не оказывают существенного влияния на мнимые части У-параметров рассматриваемой схемы, которые могут быть записаны в виде:

2 _ \ (2.29)

ад) = ]а> (срд + -Сь), ¡ш{У1Гад) = /т(У21) =

Ц*)) = )со (с»* + |сь).

(2.30)

(2.31)

В таком случае паразитные емкости контактов определяются следующими выражениями:

1т (¥\?\а>, 0, исз)) -2 1т '(й>, 0, (/„)) С2-32)

СР1}{ОУ) =

1т ис- 2 • (2 33)

Срс (*>) =->--*-А

У-параметры АЭП аналитически находятся из Z-пapaмeтpoв путем следующего матричного преобразования:

и^. иС£) = и^, и^уг1 С2-34)

После этого требуется найти номиналы паразитных индуктивностей. Определение паразитных индуктивн остей металлизированных контактов обычно производятся в «холодном» режиме и при положительном напряжении на затворе. Высокие значения напряжения на затворе не являются типовыми условиями функционирования мощного СВЧ АЭ, так как могут привести к деградации затвора, способствуют сильному нагреву структуры, затрудняя её анализ.

При условии 11сз = и ж = 0 В эквивалентная электрическая схема мощного СВЧ-транзистора может быть представлена в виде схемы, изображенной на Рисунке 2.36, где гси Съ- дифференциальные сопротивление и емкость барьера Шоттки соответственно.

Гс

К-с I — |Кс/2 ЬБ

Рисунок 2.36.

Эквивалентная электрическая схема мощного СВЧ-транзистора при условии

= им = 0 В

7-параметры эквивалентной схемы на Рисунке 2.36 записываются в следующем виде:

Дс гс Ссгс2 (2.35) и05, иС5) = Яс + Я5 + + ^ + + -

Дс (2.36)

I (2.37)

где£(^) = 1 +

2.

тхкт

гс =--дифференциальное сопротивление барьера Шоттки,Ом;

_? "3 Дж

/Г = 1,38 ■ 10 - постоянная Больцмана, —.

На частотах ш < ^ Б ~ 1,Ьд »~~~ и паразитные индуктивности

контактов определяются следующими выражениями:

1т(11%**(й), 0,0)) - ¡тфЦ*1^, 0,0)) (2.38)

=

О)

1т(г1?\Ш, 0,0)) (2.39)

= —^-

со

г 1т(г%"!(а, 0,0)) - 1т(г%"(ш, 0,0)) (2.40) ¿с(ш) =---,

где Ьс, Ь0, Ь3 - индуктивности, моделирующие реактивные потери на металлизированных контактах затвора, стока и истока соответственно, Гн.

Для нахождения номиналов элементов резонансных контуров необходимо определить параметры части эквивалентной электрической схемы АЭП, которая моделирует активную область затвора. Последовательность этой процедуры показана на Рисунке 2.37, где Б'(од,ипз,{]аз), Б"(од,ииз,{]сз) - промежуточные матрицы 8-параметров.

Учет индуктивностей затвора и стока осуществляется согласно следующему выражению:

¿'(оуМозМСЗ) = Цм, Ц») + ¿¿и),

(2.41)

где ^¿(й))

_ Нм 0 "I о

в'Чшд.лш

I_______________________________I

Рисунок 2.37.

Определение параметров часта эквивалентной электрической схемы АЭП

Преобразование Ъ-параметров в У-параметры осуществляется согласно выражению (2.34). Учет паразитных емкостей затвора и стока осуществляется согласно следующему выражению:

у" (*>, и05> ад = у' (*>, и03> ад + ус(ь>, ь>мтх (2.42)

. г Ч<*'СРС{<*Ш11) о -1

где Г,[ 0 Далее осуществляется преобразование полученных У-параметров в Ъ-параметры:

¿"(&>, ^>ад = (У"(ь>> ад)"1 (2-43)

Учет активных сопротивлений затвора и стока и комплексного сопротивления истока осуществляется согласно следующему выражению:

¿(а, ивз> ад = ¿"(й>, ипз> ад + ¿ЕЬС(ь>-), (2.44)

где ¿д^О) =

. -Д5 -)(о ■ ^Ом/лг) - -}(о ■

Полученный набор 7-параметров является исходным для дальнейшего определения номиналов элементов резонансных контуров.

После нахождения значений паразитных элементов схемы, моделирующих металлизированные контакты АЭ, необходимо определить количество резонансных контуров, которое будет использовано при моделировании его активной области (канала транзистора). Для этого необходимо проанализировать полученные из выражения (2.44) 7-параметры АЭП и на их основе сформировать структуру электрической эквивалентной схемы АЭП.

Задача определения количества резонансных пиков соответствующих Z-параметров сводится к задаче нахождения экстремумов функции Ре(2пт(м/,ии5,иС5)). Для этого необходимо найти нули первой частной производной функции:

и г* ( и и ЛЛ/

(2.45)

= Пт

йоо

-> (¿г 0) — 0)!

¿пт(а), и03>иС!3) - внутренние ¿пт параметры АЭП на частоте а), при постоянном напряжении на затворе, равном иС5 и напряжении питания, равном

и

Для случая дискретной функции формула (2.45) принимает следующий вид:

„ , „ „ ЛЛ, ДеС^ятС^ Урб, ЦСБ)) - + Аы, иВ5, иС5)) (2.46) Не(гпт(ш, иОБ, иСБ)) --—-- о,

где Ао) - шаг сетки измеренных частот, рад/с.

Для определения характера найденного экстремума - максимум или минимум - необходимо определить знак второй производной в точке экстремума.

(<1211е(гпт(а),и05,иС5))

> 0 -> МАХ

й(л)2

(2.47)

й(л)2

< о ^ мш

Результатом решения уравнения (2.47) служит набор резонансных частот {¿¿о1; ...; Шо"1-1}^ для каждой цепи транзистора - затвора (1 = 1, / = 1), стока (1 = 2, } = 2) и истока (1 = 1, у = 2).

Для однозначного определения номиналов элементов резонансных контуров при определенных значениях внешних напряжений питания, смещения, а также амплитуды входного сигнала, необходимо знать:

резонансную частоту колебания при которой наблюдается максимум действительной составляющей ¿пт(а), и03,ис;5');

значение действительной составляющей соответствующей ¿пт(а), и03,исз) на частоте резонанса функции Не(1пт(а), и03,исз))-, добротность ¿-резонансного контура.

Для определения добротности резонансных контуров необходимо определить значение ширины полосы пропускания резонансных кривых по уровню В = 0,7 по напряжению (0,5 по мощности). Задача поиска ширины полосы пропускания функции и03, исз)) вблизи каждого из резонансов

сводится к решению следующего уравнения:

где (л)0[ - резонансная частота ¿-резонансного контура, рад/с.

Результатом решения уравнения (2.48) является множество пар частот {0)1, а)2}1 для каждого /-го резонансного пика. Ширина полосы пропускания в этом случае определяется следующим выражением:

исБ)) ~ В ■ Яе(гпт(а)01> и03, исз)) = 0,

(2.48)

Ам^Ц^Мсб) = 1^1 - ы2\1

1■

(2.49)

Добротность /'-резонансной кривой определяется как:

QiiUDS,Ucs)

Д b)i(UDSlUGs)

(2.50)

Номиналы элементов резонансных контуров определяются следующими выражениями:

где Ri(UDS,UGS) - величина сопротивления z'-ro резонансного контура, Ом; Ci(Uds>Ugs) ~ величина емкости z'-го резонансного контура, Ф; Li(Uds> Ugs) ~ величина индуктивности /'-го резонансного контура, Гн; Uds(Udso>P) = P(.RD>Rbias_out) ' Vdso ~ напряжение сток-исток, В; UDS0 - постоянное напряжение сто к-исток (напряжение питания), В; P(Rd>Rbias out) ~ выходной коэффициент ослабления, вызванного активными потерями в цепи подачи смещения и металлизированном контакте стока; Rd - активная составляющая сопротивления металлизированного контакта стока транзистора, Ом;

Rbias out ~ активная составляющая сопротивления цепи подачи питания, Ом; VgsWgsO'Vgsi) = a(rg>Rbias_in) ' Vgso ~ напряжение затвор-исток, В; UGS0- постоянная величина напряжения смещения, В;

cc(Rg, Rbias in) ~ входной коэффициент ослабления, вызванного активными потерями в цепи подачи смещения и металлизированном контакте затвора; Rg - активная составляющая сопротивления металлизированного контакта затвора транзистора, Ом.

Результатом расчета являются таблицы значений функций {Rl(UDS, Ugs),L1(Uds, Ugs), Cl(UDS, UGS)} для каждого i-резонансного пика.

(2.51)

Следующим этапом является определение функциональных зависимостей номиналов элементов резонансных контуров от внешних напряжений по найденным табличным данным [61].

Пусть имеется N значений искомой функции f(UDS,UGS)BASE. Определим исходную функцию как:

ПиВ5, иС5)ВА5Е = {Д 1(ивз, иС5), Ь1{иВ5, иС5), С1(иВ5, иС5)}ВА5Е (2.54)

Для описания функциональных зависимостей представленных величин от (и03>исз) использовались полиномиальные функции т-порядка. Для этого необходимо представить каждую из функций в виде:

где /(и05),[(и05) - полиноминальные функции т-порядка.

Порядок полинома т^ и коэффициенты полиномов выражения (2.21) определяются из решения системы линейных уравнений методом наименьших квадратов.

Каждому набору (II03, IIсз) соответствует своя матрица Z-пapaмeтpoв и свой набор {/0^и031 [/С5), Д/£(1//)5,1/С5), (¿¿и05, исз)}ВАЗЕ для каждого /-го резонансного контура. Необходимо найти функциональные зависимости исз), Ь1(и03, исз), С1(и03, исз)} таким образом, чтобы соответствующий им набор {/обыл наиболее близок к исходному.

Матрицу полиномиальных коэффициентов (2.21) можно найти из следующей системы уравнений:

/сад-/сад.

(2.55)

(2.56)

В матричном виде система записывается в следующем виде:

М-Р = ^

(2.57)

где Р = [Ро Рт]т - вектор-столбец коэффициентов полинома размерностью

ш х 1;

Р = [/(^о)вл5Е "* f(xn)вASE]T ~ вектор-столбец значений исходной функции размерностью п х 1; :о "* хоп

М =

X* * * у ^

г) А

- вспомогательная матрица размерностью пхщ.

п

п "' л-п В общем случае (при п ^ т):

р = (MTM)-1MTF (2.58)

Определение порядка полинома происходит итеративным методом, исходя из оценки точности аппроксимации резонансных кривых. Оценка сходимости аппроксимации к исходной функции f{x)BASE осуществляется с помощью критерия смешанной корреляции R2:

p2_i SSE/

Н - 1 ~ /SST> (2.59)

где SSE = wi(yi — Уд2 ~ сумма квадратов ошибок; SST = wi(.yi ~ У)2 ~ полная сумма квадратов; yi - значения исходной функции (наблюдаемой);

Wi - веса значений исходной функции (в нашем случае равны единице); У/ - значения найденной из модели функции (аппроксимации); у - среднее значение исходной функции (наблюдаемой).

При R2 < 0,95 порядок полинома увеличивается на единицу и повторяется процесс нахождения его коэффициентов. Процесс прекращается при R2 > 0,95 или при количестве резонансных контуров равном 4. Моделирование АЭП по представленной методике несколько осложняется при количестве резонансов более 4, что на практике обычно не встречается.

Если в результате окончательного расчета модели по критерию R2 по входному или выходному сопротивлению не удовлетворяет предъявленным критериям точности, то можно заменить соответствующую цепь АЭП либо на параллельно соединенную емкость и сопротивление либо только на емкость, как

на Рисунке 2.38. В первом случае для расчета элементов цепи необходимо произвести частичное определение параметров АЭ по входной или выходной топологиям АЭП.

т с

Рисунок 2.38.

Варианты замены резонансного контура в эквивалентной электрической схеме

АЭП

Для получения исходных данных необходимо сделать матричные преобразования для S-параметров АЭП, входной и выходной платы:

vos, ugs)s21 (Û>, uds, vos) ~ su(ю, uds, i/Cs)Sn(&>, ubsf i/cs)

T Л, 7/ 77 X ¿11

T12{Ù),UDS,UCS) - -г——--——,

т Гп// // , (u.Ups'Ucs)

ïzi {fi>.UDs,Ucs) - -¿—7—-——p

1

(2.60) (2.61)

(2.62)

(2-63)

yBase

SZI&'Uds'UCSÏ

¡TTe'\a>, UDS, ад • ТГ1 (», ife* ад если Rz (*a(», ад) < 0,9Б

= -I , r, >. / (2.64)

ri -1 (u, UDSf ад • 7™%», î/bs, ад если Д2 гц(ц i/BS, ад) < 0,95,

где ГТе5С(й>, ¿Ус>$) - матрица передачи АЭП,

У«} ~ обратная матрица передачи выходной платы; Г1_1(й>, и ж, - обратная матрица передачи входной платы; Я2 - значение критерия смешанной корреляции для соответствующей функции.

В случае использования одиночной емкости для моделирования входного или выходного сопротивления АЭП, номинал емкости определяется методом наименьших квадратов для полинома первой степени. После нахождения всех функциональных зависимостей элементов эквивалентной электрической схемы АЭП необходимо провести определение параметров мощного СВЧ АЭ.

Если Б0 - измеренная матрица Б-параметров АЭП, 81 - матрица Б-

9 "У

параметров входной ВЧ цепи, Б - матрица Б-параметров выходной ВЧ цепи, Б -

IX

искомая матрица Б-параметров транзистора, Б - промежуточная матрица 8-параметров. Общая процедура определения параметров транзистора для этого случая показана на Рисунке 2.39.

л

Рисунок 2.39. Определение параметров мощного СВЧ-транзистора Б-параметры АЭП через Б-параметры промежуточной цепи и Б-параметры выходной ВЧ цепи можно записать в следующем виде:

iiвз, исз~) = ¿1* (со, ивз, ис£) + (со, ивз, ис£) ■ бц (со, ивз, исз) •

• (Ч - 5^(0), ивз, исз) • $22(ш, ивз, исз)) ■ ¿»^(со, ивз, исз)

ивз, исз) = $11(0), иоз, исз) ■ ( 1 - г (о), иоз, исз) ■ $22(ш, исз)) '

) \-г (2-65)

$гг1(ш> Ци) ~ ивз, 11сз) • (1 - 11вз, 11сз) • (ш, 11вз, 11сз)j • 5|г(й); Пвз, 11сз)

$т2?*(со, ивз, исз) = Б222(со, ивз, исз) + &1г(ш, ивз, исз) ■ 5221(со, 11вз, 1}сз) ■

■ (1 - ивз, исз) ■ ¡¡12(ш, ивз> исз)} ■ !$У5(Ш, ивз, исз) Решая представленную систему уравнений, получаем:

S\l(<o,UDS,UGS)= -

130

slzest(<0, UDS, UGS) - S222(co, Uds, Ugs)

s\¿0), UDS> UGS) ■ (s22 st(.(*), UDS, UGS) - S222(_co, Uds> UGS)) + S\2(i0, UDS> UGS) ■ Sz21(a), UDS, UGS)

'IZs\u,UdS,Ugs S212(CO,UDS,UGS)

S{ UDS, UGS) = 5'2z ■ (l - Uds, UGS) ■ Sl2*Uo, UDS, UGS))

SIX(G),UDS,UGS)

иов> иС5) = Ц ; Р5; • (1 - <>1^0, иов> иС5) ■ ио5, иС5))

иов> иС5) = иов> иС5) - иов> иС5) • иов, ад ■

■ (1 - иов, иС5) ■ иов, ад)"' • ио$, ис$)

Используя аналогичные преобразования для промежуточной платы

получаем искомые 8-параметры транзистора:

5* (о) и и ~)=_и°3' ^ ~ и°в' и°5)_

" иов, ад ■ ($«(<», иов, ад - ио5> иС5)) + ио5> иС5) ■ иов, ад

иов, исв) = ■ (1 " иоЕ> ад ■ иоЕ> ад

л12(о),иов,исв) (2 67)

и03, ад = -^С^^ад. (1 _ . ио5)

(1 - Sftiü), UDS, UGS) ■ S^ico, UDS, UGS))

VDS, ад = ig«,,uDS, ад - ^■ ^^ад . ^ ^

Разработанную модель можно использовать при разработке СВЧ УМ в САПР, где используется метод гармонического баланса для анализа нелинейных электрических цепей (AWR, ADS). Для оценки точности предложенной нелинейной модели и алгоритма определения её параметров необходимо экспериментальное исследование ряда мощных СВЧ-транзисторов с различным количеством секций, частотным диапазоном и уровнем выходной мощности, которое было проведено и представлено в Главе 4 настоящей работы.

2.4. Выводы по второй главе

1. Проведенный анализ современного состояния приемопередающих модулей активных антенных решеток показал, что реализация основных функций бортовой ЦАР - адаптивность, многолучевость, самокалибровка - возможна только со структурой модуля, в которую входит АЦП, ЦАП и КМ в качестве устройств формирования АФР решетки.

2. Квадратурный модулятор в качестве устройства управления АФР в передающем тракте ЦАР позволяет уменьшить реализуемый фазовый дискрет до долей градуса, а также потери в СВЧ-тракте ППМ на 2 - 3 дБ по сравнению с традиционными ППМ АФАР с УФВ и аттенюаторами.

3. Предложено новое техническое решение - приемопередающий модуль бортовой цифровой антенной решетки [Пат. 157114 Российская Федерация,

п

МПК Н 01 (3 21/00], позволяющее увеличить энергетический потенциал многоэлементной бортовой ЦАР, за счет увеличения коэффициента усиления и КПД модуля, при снижении габаритов и массы мимнимум в два раза в результате исключения распределительной СВЧ-системы и УФВ.

4. Разработана аналитическая модель формирователя сигналов, позволившая оценить влияние ошибок ССЧ и КМ на выходной сигнал модуля и обосновать требования к амплитудно-фазовому балансу КМ и уровню спектральной плотности мощности шумов СВЧ-генератора несущей - ССЧ с цифровым кольцом ФАПЧ.

5. Выявлена необходимость наличия точной нелинейной модели мощных активных элементов, входящих в состав передающего тракта цифрового ППМ для достижения высоких энергетических и электрических характеристик СВЧ УМ.

6. Предложен алгоритм определения параметров мощных СВЧ АЭП, позволяющий найти значения элементов эквивалентной схемы самого АЭ в широкой полосе частот при различных значениях напряжений питания и смещения.

7. Разработана нелинейная модель мощного АЭ на плате, позволяющая оптимизировать режим его работы в составе СВЧ УМ для обеспечения высоких КПД и КУ при требуемой выходной мощности в заданной полосе рабочих частот.

ГЛАВА 3. КАЛИБРОВКА ЦИФРОВЫХ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК НА БОРТУ ЛЕТАТЕЛЬНЫХ АППАРАТОВ

Для реализации основных преимуществ ЦАР, рассмотренных в Главе 1 работы, необходимо минимизировать амплитудно-фазовые ошибки в апертуре, которые неизбежно появляются в процессе эксплуатации на борту ЛА.

В составе ЦАР присутствуют, как цифровая, так и аналоговая части, отличающиеся формой представления сигналов. В зависимости от возможностей элементной базы и диапазона функционирования ЦАР аналого-цифровое преобразование принимаемых сигналов и цифро-аналоговое преобразование передающих сигналов может быть реализовано на промежуточной частоте либо непосредственно на несущей. Тактовый сигнал на все АЦП/ЦАП должен разводиться от общего опорного генератора, чтобы во всех каналах эти устройства срабатывали синхронно.

Как показано в Главе 1, основное преимущество предлагаемых схемных решений метрового и соседнего с ним участка дециметрового диапазонов волн -возможность оцифровки сигналов на несущей частоте. В этом случае в приемной части ЦАР АЦП подключаются непосредственно к выходам соответствующих антенных элементов через малошумящие усилители. При этом исключаются операции преобразования частоты, детектирования сигналов с выделением их огибающей, что сокращает энергетические потери, повышает чувствительность приемной системы и упрощает аппаратную реализацию.

При оцифровке сигналов на промежуточной частоте в состав приемной аналоговой части каждого из каналов дополнительно вводится смеситель и полосовой усилитель промежуточной частоты, а также в состав ЦАР в целом -общий для всех каналов гетеродин.

Когда точное наведение луча ЦАР требует прецизионного управления фазой и амплитудой, необходимо безошибочное знание усиления и фазового набега в аналоговой части электроники, входящей в состав ППМ. Для максимального приближения к реализации потенциальных возможностей

технологии цифрового формирования лучей характеристики аналоговых частей передающих и приемных каналов должны обладать высокой идентичностью. Однако параметры электронных компонентов изменяются с температурой, могут дрейфовать во времени, а на борту ЛА еще и зависят от механических воздействий. В результате амплитуды и фазы сигналов на выходах разных каналов многоканальной системы будут отличаться от расчетных значений, это вызывает ошибки в амплитудно-фазовом распределении вдоль апертуры ЦАР относительно расчетных величин и, в конечном счете, вызывает ухудшение таких важнейших параметров, как коэффициент направленного действия (КНД), коэффициент полезного действия (КПД) ЦАР и уровень боковых лепестков (УБЛ). Так, например, уровень боковых лепестков в зависимости от амплитудных и фазовых ошибок в каналах ЦАР может возрастать на десятки дБ [145].

Калибровка антенной решетки в процессе ее эксплуатации может быть настолько сложной процедурой и требовать таких временных затрат, что это повлияет на работу антенны и потребует непозволительных расходов на ее обслуживание [146]. Учитывая неизбежность технологических погрешностей, возникающих в процессе монтажа ППМ, а также неидентичность характеристик аналоговых элементов в процессе эксплуатации системы, предлагается ввести в состав ЦАР блок цифровой диагностики и коррекции для обнаружения и компенсации фазовых и амплитудных ошибок в каждом канале решетки.

3.1. Методы диагностики антенных решеток Диагностика технического состояния ФАР в процессе ее эксплуатации -актуальная задача антенной метрологии. Диагностика является начальным, необходимым, но не достаточным этапом процесса калибровки всей антенной системы. Задача диагностики антенных решеток или ФАР, т.е. задача определения состояния ее реального АФР и неисправностей в решетке является одной из наиболее важных в процессе разработки и отладки, особенно при эксплуатации ФАР, входящей в состав той или иной радиотехнической системы (РТС) [147].

Существующие в настоящее время методы диагностики различаются своими характеристиками. Эти методы можно разделить на низкочастотные и

высокочастотные. Низкочастотные методы заключаются в проверке целостности цепей управления УФВ, соответствия цифровых кодов и аналоговых сигналов управления требуемому отклонению луча ФАР [148 - 150]. Недостаток этих методов в том, что они не дают информацию о реальном АФР в решетке. Высокочастотные методы диагностики позволяют оценить амплитудные и фазовые ошибки в каждом из каналов ФАР, т.е. реальное АФР в решетке. Высокочастотные методы диагностики классифицированы по различным признакам.

Первый способ - по месту реализации метода - стендовые методы и методы диагностики ФАР, находящихся в составе РТС (штатные методы). Стендовые методы диагностики используются в ходе испытаний разрабатываемых ФАР, проверки работоспособности их систем управления лучом (СУЛ). Зачастую эти методы реализуются на стенде, размещенном в безэховой камере (БЭК) с помощью комплекта дополнительной аппаратуры и контрольного зонда, работающего на излучение или на прием [151 - 157] . Диагностика ФАР, находящихся в составе РТС, используется обычно при включении РТС для контроля работоспособности ФАР или в ходе регламентных работ. Характерной особенностью штатных методов является использование при диагностике ФАР имеющихся в современных РТС цифровых устройств и генерируемых передатчиком РТС сигналов, при диагностике приемопередающих ФАР.

Второй способ классификации высокочастотных методов - разделение на фазовые и бесфазовые методы. К фазовым относятся такие методы диагностики, для реализации которых необходимо иметь специальную линию передачи опорной фазы (опорного сигнала) от источника контрольного сигнала до исследуемой антенны или до измерительного зонда, если диагностика ФАР осуществляется в режиме передачи [158 - 161]. В бесфазовых методах эта специальная линия не нужна. В качестве опорного используются: либо сигнал с выхода сумматора решетки, либо сигнал одного из каналов решетки, либо сигнал генератора передатчика (для приемопередающих решеток). К числу бесфазовых относится также метод, при котором фаза поля, создаваемого решеткой, определяется путем обработки информации о значениях амплитуд

поля в смежных точках пространства [162 - 164].

Третий способ классификации высокочастотных методов диагностики -это разбиение их на методы «встроенного контроля» и «внешние методы». Характерной чертой методов первой группы является включение в состав ФАР специально в интересах диагностики тех или иных дополнительных элементов. Внешние методы диагностики основаны на измерении и анализе особенностей поля ФАР либо в апертуре, либо в ближней и дальней зонах ее излучения, что требует крупногабаритных антенных полигонов. Более перспективны ближнезонные методы [150].

Амплифазометрические (голографические) методы, в основе которых лежит непосредственное измерение поля (АФР) в апертуре решетки или вблизи ее сканирующим зондом или многоэлементным регистратором. Измерение АФР представляет собой первый этап в процедуре ближнезонных методов измерения (восстановления) характеристик антенн [150], [151].

Модуляционный метод контроля элементов ФАР. Суть его заключается в «подкраске» (по какому либо закону модуляции) сигналов, излучаемых произвольным каналом ФАР с целью последующей фильтрации этого сигнала из общего поля решетки. Анализ особенностей отфильтрованного сигнала позволяет сделать заключение о состоянии рассматриваемого канала. Очевидным недостатком этого метода является неоперативность, громоздкость, низкая точность [150], [165], [166]. Последнее объясняется слабой чувствительностью выборочного контроля сигналов от отдельных каналов ФАР на фоне ее полного поля.

Матрично-коммутационный метод (МКМ) [166] и модернизированный вариант его - метод реконструктивной диагностики (МРД) [167]. Диагностика ФАР в этих методах реализуется на основе решения системы уравнений, связывающих искомое АФР в решетке с величиной создаваемого ею сигнала при различных фазовых состояниях элементов решетки. Достоинства этих методов -применение неподвижного зонда для регистрации сигнала в ближней зоне решетки и эффективное использование возможностей современных

вычислительных средств. Недостатки - необходимость создания линии передачи опорного сигнала, обеспечивающего измерение фазы радиосигнала амплифазометром и возможность возникновения ошибок в определении АФР при обращении плохо обусловленных матриц [150].

Приведенная выше классификация методов диагностики является весьма условной [150]. Методы, попавшие в ту или иную группу по одному из признаков, могут быть вполне реализуемы в других группах методов. Так, например, фазовые методы могут быть с равным успехом реализованы как при стендовой диагностике АР, так и при диагностике ее в составе РТС.

Рассмотрим подробнее бесфазовый метод диагностики АР. Существует несколько бесфазовых методов диагностики АР. В их основе лежит использование пары дискретных преобразований Фурье (ДПФ), реализуемых обычно в базисе дискретных экспоненциальных функций (ДЭФ). Прямое пространственное преобразование произведения комплексной амплитуды сигнала и реального АФР решетки осуществляется в традиционных аналоговых ФАР с помощью управляемого фазовращателя решетки и ее сумматора. Полученные при этом результаты являются оценками пространственного спектра АФР сигнала в том или ином базисе. Оценки составляющих искомого вектора АФР решетки получаются в результате применения обратного ДПФ к оценкам спектра сигнала и нормировки полученного вектора. Обратное преобразование реализуется спецпроцессором с использованием процедуры быстрого преобразования Фурье (БПФ). Бесфазовые методы диагностики предпочтительнее фазовых при диагностике ФАР в составе РТС [150].

Результаты диагностики АР могут быть использованы для решения следующих задач:

• компенсация электрическими методами искажений, вносимых неисправностями решетки в АФР в процессе функционирования РТС;

• когда часть решетки неуправляема электрическими методами, решается задача о корректировке (синтезе) АФР в оставшейся управляемой части решетки

с целью максимизации желаемых показателей качества РТС. Неуправляемые каналы АР подлежат ремонту и замене;

• фиксация имеющегося в решетке реального АФР в памяти процессора для использования этой информации при реализации в РТС современных методов обработки сигналов, требующих априорных сведений о состоянии решетки в момент оцифровки сигналов [168].

Возможность и качество решения указанных задач определяются характеристиками используемого метода диагностики, которые в немалой мере зависят от состава и конструкции РТС [169] . Результаты диагностики АР, осуществляемой периодически или непрерывно, должны тем или иным способом учитываться в ходе работы АР. Если диагностика осуществляется непрерывно, т.е. при каждом новом фазировании решетки, и результаты ее учитываются автоматически, то можно говорить об адаптивной РТС [170].

В ЦАР появляется возможность осуществлять измерение и корректировку АФР, т.е. калибровку, не прекращая выполнение основных функций решетки и всей РТС в целом. Это особенно актуально в бортовых многофункциональных, многолучевых РЭС, когда необходимо проводить калибровку, находясь в воздухе.

3.2. Устройство калибровки многолучевой цифровой антенной решетки

Рассмотрим несколько примеров существующих устройств калибровки АР, чтобы на их примере продемонстрировать основные проблемы, возникающие в процессе диагностики и коррекции амплитудных и фазовых ошибок аналоговых трактов современных РЭС. Распространенным вариантом является схема калибровки антенной решетки, показанная на Рисунке 3.1, в составе базовой станции сотовой системы связи [159]. Калибровка на прием осуществляется путем подачи известных калибровочных сигналов в каждый антенный канал и измерения сигналов на выходе каждого антенного канала. Передатчик в этой схеме формирует сигнал, подаваемый в каждый канал решетки посредством калибровочной схемы, которая является пассивной распределительной схемой деления сформированного сигнала для его подачи на калибровочные входы

каждого антенного канала. Затем каждый сигнал проходит через малошумящий усилитель своего канала, после чего в диаграммообразующей схеме формируется суммарный сигнал всех каналов.

Рисунок 3.1. Схема калибровки приемной ФАР

В диаграммообразующей схеме получаются корректирующие коэффициенты путем сравнения передаваемого и принятого сформированного сигналов так, чтобы обеспечить индивидуальную калибровку каждого канала антенной решетки. Корректирующие коэффициенты могут быть заданы в виде коэффициентов коррекции амплитуды и фазы.

Недостатком этого устройства является то, что калибровочные сигналы для каждого канала формируются из одного опорного сигнала в пассивной распределительной схеме. Очевидно, что обеспечить полную идентичность каналов этой схемы деления практически невозможно. При увеличении числа каналов в калибруемой АР это приведет к возрастанию амплитудных и особенно фазовых ошибок. Кроме того системы разводки опорных СВЧ-колебаний являются громоздкими и имеют существенные размеры. Эти недостатки делают невозможным использование известного устройства в составе бортовых РЭС.

Известно также устройство для калибровки интеллектуальной антенной решетки [171], содержащее соединительную структуру из питающих кабелей и контрольного приемопередатчика, образующих вместе калибровочную линию,

как показано на Рисунке 3.2. Осуществляется предварительная калибровка этой соединительной структуры с помощью векторного анализатора цепей и запись ее результатов в режиме приема и передачи соответственно.

Рисунок 3.2.

Схема калибровки антенной решетки мобильной системы радиосвязи

Выполнение калибровки на прием интеллектуальной антенной решетки осуществляют посредством подстройки модуля коэффициента передачи каждого приемного канала к опорной линии и сохранение фазовой разницы между каждым приемным каналом и опорной линией в процессоре для последующей корректировки в рабочей полосе частот.

Недостатком этого устройства является то, что процедура предварительной калибровки опорной линии с помощью векторного анализатора цепей не автоматизирована и требует участия человека в процессе калибровки. Это делает невозможным использование указанного устройства для калибровки, например, спутниковых АР, а также других бортовых систем, которая должна осуществляться непосредственно в процессе работы системы связи на борту спутника.

Устройство калибровки фазированной решетки [172] использует коммутационный метод калибровки. Калибровка производится в аналоговой многолучевой АР наведением одного из лучей на фиксированный источник калибровочного сигнала, что позволяет контролировать отдельные каналы. Во время калибровки одного канала решётки фазы всех других каналов,

участвующих в формировании этой диаграммы направленности (ДН) фиксируются и соответствуют текущим значениям, необходимым для наведения луча на фиксированный источник калибровочного сигнала. Впоследствии фаза калибруемого канала с помощью управляемого фазовращателя изменяется по некоторому алгоритму на 180°, 90° и 270° относительно начального положения. Фазовая и амплитудная ошибки в этом канале связаны математически с мощностью, измеренной в четырёх фазовых состояниях, процедура повторяется для каждого канала в решётке. Использование в известном устройстве цикличности четырех ортогональных фаз канала уменьшает время калибровки.

Недостатком этого устройства является то, что его измерительная система содержит узкополосный фильтр и детектор мощности, выходное напряжение которого пропорционально мощности принятого радиосигнала, как изображено на Рисунке 3.3, а изменение фазы калибруемого канала производится с помощью управляемых фазовращателей. Эти устройства являются аналоговыми и меняют свои амплитудные и фазовые характеристики со временем, а также под воздействием различных внешних условий таких, как температура окружающей среды, нестабильность источников напряжения питания и других.

Рисунок 3.3.

Схема измерительного канала устройства калибровки ФАР Это приводит к появлению случайных амплитудных и фазовых ошибок самой системы калибровки, которые снижают точность определения

амплитудных и фазовых поправок, а, следовательно, и точность наведения лучей АР.

Поэтому разработка устройства калибровки, обеспечивающего в составе многолучевой ЦАР повышение точности наведения лучей, путем уменьшения амплитудных и фазовых ошибок в приемных (передающих) каналах ППМ является актуальной задачей.

Было предложено устройство, реализующее коммутационный метод калибровки, который применительно к многолучевой ЦАР является новым техническим решением [173]. Упрощенная структурная схема такого устройства представлена на Рисунке 3.4.

Рисунок 3.4.

Устройство калибровки ЦАР На рисунке изображена схема устройства калибровки в уставе многолучевой ЦАР, где обозначено: 1 - аналоговая СВЧ приемная (передающая) часть одного канала АР; 2 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП) для приемного и цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) для передающего канала АР соответственно; 3 - источник цифрового сигнала синхронизации; 4 -

цифровой сигнальный процессор (ЦСП) формирования одного луча ЦАР; 5 -цифровой сигнальный процессор, формирующий калибруемый луч (ЦСПК); 6 -блок калибровки в составе ЦСПК; 7 - блок расчета калибрационных поправок в составе блока калибровки; 8 - блок расчета амплитудных и фазовых коэффициентов в составе блока калибровки.

Новизна этого решение заключается в том, что в каждый приемный канал многолучевой АР после аналоговой СВЧ-части вводится АЦП, каждый цифровой выход которого из выходной шины соединён с одним из цифровых входов входной шины каждого ЦСП, на выходной шине которого цифровым способом формируется диаграмма направленности одного луча решетки, причем в цифровом сигнальном процессоре 5, формирующем калибруемый луч (ЦСПК) алгоритмическим путем организуется блок калибровки 6, содержащий блок расчета калибрационных поправок 7 и блок расчета амплитудных и фазовых коэффициентов 8, при этом структура передающего канала формируется аналогично приемному заменой АЦП на цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) с соответствующим изменением функций его входных и выходных шин, а синхронизация аналого-цифровых, цифро-аналоговых преобразований и всех вычислений в ЦСП осуществляется от источника цифрового сигнала синхронизации 3.

Калибровка осуществляется цифровым способом, когда изменение фазового состояния в калибруемом канале производится не УФВ, а амплитудного состояния не аттенюатором, которые в принципе отсутствуют как в приемной, так и в передающей части ЦАР, а в ЦСП, в данном примере на Рисунке 3.4 в ЦСПК 5, в котором программным путем организован расчетный блок калибровки. Фаза в калибруемом канале периодически меняется по алгоритму, который более детально представлен в параграфе 3.3 настоящей работы, однако не аналоговым методом, а цифровым, например, путем использования для расчета мощности в ЦСПК выборок выходного сигнала калибруемого канала, взятых с интервалами времени, пропорциональными вводимым фазовым сдвигам. Поскольку в формировании каждого луча участвуют все каналы ЦАР, то калибровка по

одному лучу дает возможность корректировки амплитудных и фазовых коэффициентов всех каналов. После вычисления калибрационных поправок и поправок в амплитудные и фазовые коэффициенты всех каналов, эта информация в цифровом виде передается в соответствующие ЦСП, которые и учитывает эту поправку при формировании своей цифровой ДН, т.е. при формировании своего луча. Вновь введенные устройства выполняют все необходимые функции в составе каналов ЦАР, при этом позволяют исключить ряд аналоговых устройств, таких как аттенюаторы, управляемые фазовращатели, узкополосный фильтр и квадратурный детектор для измерения мощности, вносящих неконтролируемые случайные амплитудные и фазовые ошибки в формирование ДН. Таким образом, повышается точность наведения каждого луча ЦАР [44].

Каждый ЦСП 4 и ЦСПК 5 имеют во входной шине столько цифровых входов, сколько приемных (передающих) каналов в АР. Структура передающего канала формируется аналогично приемному заменой АЦП 2 на ЦАП 2 с соответствующим изменением функций его входных и выходных шин. Цифровой выход источника цифрового сигнала синхронизации 3 соединяется с соответствующими цифровыми входами тактовых сигналов АЦП (ЦАП) 2, ЦСП 4 каждого канала АР и ЦСПК 5.

Калибровка производится в многолучевой ЦАР наведением одного из лучей на фиксированный источник калибровочного сигнала, при калибровке на прием, что позволяет контролировать отдельные каналы. Во время калибровки одного канала АР фазы всех других каналов, участвующих в формировании ДН (луча) фиксируются и соответствуют текущим значениям, необходимым для наведения луча на фиксированный источник калибровочного сигнала. Фаза калибруемого канала цифровым путем изменяется по некоторому алгоритму на 180°, 90° и 270° относительно начального положения. Фазовая и амплитудная ошибки в этом канале связаны математически с мощностью, рассчитанной также математическим путем в четырёх фазовых состояниях [172], [174] процедура повторяется для каждого канала в АР. Повторные измерения и расчеты используются для повышения отношения сигнала к шуму, и процедура может

повторяться для достижения требуемой точности калибровки. Использование цикличности только четырех ортогональных фаз калибруемого канала уменьшает время калибровки, а использование алгоритма максимального правдоподобия обеспечивает точность метода. Изменение фазового состояния в калибруемом канале производится в ЦСПК 5, в котором программным путем организован расчетный блок калибровки 6.

При калибровке на передачу фазовые сдвиги вводятся через ЦАП 2 в излучаемый АР сигнал в выбранном луче в цифровом виде с помощью ЦСП 5, а измерение и расчет оценок мощности производятся, например, на наземном терминале, куда и нацелен калибровочный луч, и передаются обратно, чтобы в блоке калибровки рассчитать амплитудные и фазовые поправочные коэффициенты и ввести их для повышения точности наведения лучей.

Вновь введенные устройства являются типовыми элементами цифровых АР, что позволяет без проблем воспроизвести предложенное устройство калибровки в полном объеме.

3.3. Предлагаемый алгоритм калибровки и структура калибровочного

сигнала

В бортовых ЦАР предлагается метод калибровки, который снижает требования к точности выполнения аналоговых элементов, находящихся между излучателями и цифровой частью каждого канала решетки, так как в соответствии с представленным алгоритмом амплитудные и фазовые ошибки, существующие в этих элементах, измеряются и корректируются. Калибровочная схема может непрерывно, не нарушая основную работу ЦАР, тестировать устройства, относящиеся к каждому каналу решетки, чтобы удостовериться в ее исправности.

Такая калибровка может быть реализована только в решётке с ЦФЛ [175] , в которой различия параметров аналоговых каскадов компенсируются цифровыми методами в процессе работы. Это необходимо для систем, в которых каждый канал содержит СВЧ-приёмник (передатчик) со своими АЧХ и ФЧХ, заданными в широкой полосе рабочих частот. Различия в этих характеристиках могут воспрепятствовать управлению, формированию и адаптации ДН ЦАР.

Калибровка производится наведением одного из лучей многолучевой приемной или передающей цифровой решётки на фиксированный источник калибровочного сигнала, что позволяет контролировать отдельные каналы (Рисунок 3.4) [173]. Во время калибровки одного канала решётки фазы всех других каналов, участвующих в формировании этой ДН фиксируются и соответствуют текущим значениям, необходимым для наведения луча на фиксированный источник калибровочного сигнала. Значения фаз для этого положения луча рассматриваются как нулевое состояние параметров системы калибровки.

В традиционных ФАР фаза калибруемого элемента, соответствующая выбранной ДН, принимает все возможные значения в заданном диапазоне с помощью УФВ, а принимаемая или передаваемая мощность измеряется для каждого значения фазы [167], [168]. После приёма достаточного количества данных измерений, определяемого выбранным критерием, разность между значениями, дающими максимальную мощность, и значениями, соответствующими нулевому состоянию системы, берётся как калибрационная расстройка в виде амплитудных и фазовых ошибок. Это достаточно громоздкая процедура, она требует значительных временных и аппаратурных затрат. Кроме того, на время осуществления калибровки, радиоэлектронная система прекращает выполнение своей основной функции, что невозможно на борту ЛА [146].

Предложенный метод калибровки уменьшает потенциальные затраты за счёт уменьшения числа изменяемых фазовых значений. Измерения для четырёх ортогональных значений фазы 0°, 180°, 90° и 270° дают достаточное количество информации для получения оценки максимального правдоподобия калибровки [172], [174]. После калибровки одного канала рассмотренная процедура повторяется для остальных каналов ЦАР. Дополнительные циклы измерений также могут быть использованы для улучшения отношения сигнал/шум, а процедура может повторяться для достижения необходимой точности цифровой регулировки фазы, пока алгоритм полностью не сойдётся.

Процесс калибровки заключается в измерении мощностей Р0, Р180, Р90 и Р270, соответствующих фазам калибруемого канала Ф0, Ф180, Ф90 и Ф270. Осуществление цифровой калибровки в схеме с замкнутой петлёй обратной связи уменьшает сложность технической реализации систем, например, в спутниковых ЦАР.

Отметим особенно, что калибровка осуществляется цифровым способом, т.е. изменение фазовых состояний в калибруемом канале производится не УФВ, которые в принципе отсутствуют в ЦАР, а в ЦСП, в примере на Рисунке 3.4 в ЦСПК 5, в котором специально организован блок калибровки. Фаза в канале меняется «математически» при вычислении мощности, принимаемой данным каналом. Поскольку в формировании одного луча участвуют все каналы ЦАР, так же как и при формировании всех других лучей, то калибровка по одному лучу дает возможность корректировки амплитудных и фазовых коэффициентов всех каналов. На Рисунке 3.4 показано, что после вычисления калибрационных поправок и внесения этих поправок в амплитудные и фазовые коэффициенты всех каналов эта информация в цифровом виде передается в соответствующий ЦСП, который и учитывает эту поправку при формировании своей цифровой ДН, т.е. при формировании своего луча.

На Рисунке 3.5 показана последовательность сигналов, генерируемых системой управления ЦАР. Эта система тактируется общими для ЦАР сигналами синхронизации. Длительность всех калибровочных процессов пропорциональна длительности тактовых импульсов ТТИ синхросистемы.

Началом этой последовательности, которая может повторяться К раз, служит период синхронизации ГСИНХ, в течение которого в ЦСПК фиксируются амплитуды и фазы каждого канала, соответствующие нулевому сигналу, т.е. амплитудному и фазовому состоянию канала на момент начала калибровки. Далее следует время простоя ГПР, за которое в блоке калибровки ЦСПК происходит одно повторение и запоминание (обучение) последовательности значений фаз каждого элемента решётки.

Рисунок 3.5. Пример калибрационных последовательностей Последовательность изменения значения фазы отдельного канала начинается со времени синхронизации кадра ГСК, в начале которого в ЦСПК

осуществляется переход элемента из начального фазового состояния О0 (Ф0) в состояние 1800 (Ф180), и удержание в этом состоянии определенное время, например 4ТТИ - это служит сигналом начала передачи последовательности значений фаз. Для вычисления мощности сигнала в ЦСПК для каждого фазового состояния канала возводятся в квадрат и суммируются его квадратурные составляющие.

Примеры последовательности изменения фаз в калибровочном кадре показаны в нижней части Рисунка 3.5. Выбор этого порядка чередования фаз обусловлен задачей предотвращения больших фазовых ошибок в процессе калибровки. Например, фазовый переход из положения Ф0 в положения Ф180 помогает за время ТСК выполнить точную синхронизацию и рассчитать мощность Р180 в ЦСПК. Далее при «переключении» фазы на 90°, 270° и 0° между состояниями Ф90, Ф270 и Ф0 происходит расчет мощностей Р90, Р270 и Р0.

Особый случай встречается в кадре, когда фазовая ошибка калибруемого канала 8к принимает одно из четырёх значений. Когда 8к близка 90° или 270°, Р0 и Р180 приблизительно равны, переход из Ф0 в Ф180 может быть незамечен. Однако переход из Ф180 в Ф90 будет обнаружен в конце кадра синхронизации, так же как переход из Ф270 в Ф180 и из Ф180 в Ф90 в начале следующего повторения фазы. Когда 8к близка 45° или 235°, Р180 и Р90 приблизительно равны, значит, переход из Ф180 в Ф90 может быть не замечен. В этом случае будет обнаружен переход из Ф0 в Ф180 в начале длинного импульса в начале следующего повторения фазовой последовательности. Таким образом, калибровка может осуществляться во всех случаях.

Оценим время, которое надо затратить на калибровку. Если принять, что ТКП - время, за которое последовательно осуществляется калибровка всех N каналов ЦАР, а К - число повторений этой последовательности, то полное время калибровки ГК найдем по формуле: ТК = КГКП. Все процессы в системе калибровки осуществляются в соответствии с длительностью тактовых импульсов ТТИ. Время, в течение которого канал «находится» в фиксированном фазовом состоянии, обозначим ТФ. Оно зависит от количества выборок М за этот период,

которые следуют с частотой, пропорциональной частоте тактовых импульсов синхронизации всей системы, тогда ГФ = МГТИ. При разработке такой системы возникает также задача выбора числа циклов фазовых переходов Кф за время диагностики одного канала ГКК. На Рисунке 3.5 в нижней части показаны примеры последовательности изменения фаз в калибровочном кадре, на одном из них КФ1 = 3 , а на другом Кф2 = 2. Тогда ГКК = ГСК + КФМГТИ. Время синхронизации кадра ГСК, за которое в ЦСПК осуществляется переход элемента из начального фазового состояния 00 (Ф0) в состояние 1800 (Ф180) и удерживается в нем, часто принимается равным 4ГТИ, тогда ГКК = ГТИ (4 + КФМ). Очевидно, что полная длительность процесса калибровки ГК увеличивается при увеличении числа N каналов ЦАР, а также зависит от длительности тактовых импульсов ГТИ и числа повторений процедуры калибровки К, что можно записать, как

Гк = К(Гсинх + ^пр + МГта(4 + КфМ)). Пример зависимости полного времени калибровки ЦАР в режиме на прием или на передачу от числа циклов фазовых переходов Кф за время диагностики одного канала изображен на Рисунке 3.6.

Гкз<ю

| 240

Оч"

<

К 180

Е

:

ЕХ

Щ

I 120

№

£

и

Ш 60

о

0 2 4 6 s 10 12 14 16

Число циклов фазовых переходов Кф

Рисунок 3.6.

Время калибровки ЦАР Рассмотрен частный случай для антенной решетки с числом каналов N = 1000 и минимального числа повторений процедуры калибровки К = 1. Длительность тактового импульса синхронизации выбрана ГТИ =1 нс, при этом изменяется число выборок сигнала за время «нахождения» канала в одном

фазовом состоянии М от единицы - синий график, до шестнадцати - коричневый график на Рисунке 3.6.

Очевидно, что уменьшение числа каналов ЦАР так же, как и числа повторений процедуры калибровки и числа выборок сигнала в одном фазовом состоянии сокращают время, необходимое для проведения полной коррекции фазового и амплитудного распределения по раскрыву ЦАР, однако возникает важнейший вопрос о влиянии всех этих параметров на точность калибровки.

3.4. Оценка фазовых и амплитудных ошибок калибровки цифровой

В линейной решетке из N излучателей, расположенных эквидистантно на расстоянии й друг от друга падающая на решетку под углом в электромагнитная волна с длиной Л возбуждает в каждом п-м излучателе колебание с частотой ш = 2пс/Л , где с- скорость света; амплитудой Апи фазой фп. Это колебание может быть записано так:

В АЦП это колебание преобразуется в последовательность выборок, следующих через Ы » 1/В, где 2В - полоса пропускания выходного фильтра последнего перед АЦП аналогового устройства, например, МШУ. Величина В должна быть больше максимальной частоты в спектре «информационного» сигнала, который определяется назначением решетки. Для представления выборок в аналитической форме воспользуемся понятием единичного импульса:

.Г 1 при t = 0 при г* 0.

Тогда любая, например т-я, выборка напряжения (3.1) может быть представлена, как ип (тА€)8(1 — тАЬ) и последовательность из М выборок в п-м канале решетки примет вид:

антенной решетки

0П (0 = Апе1(ш1-Фп)

(3.1)

ип(0 = Апе-1(Рп V е1штАЬ8(1 — тА1).

(3.2)

Сигнал йп (t) в каждом канале является функцией не только времени, но и угла в, поскольку величины Лп и фп зависят от этого угла. Амплитуда Лп зависит от угла, так как ДН реального излучателя всегда обладает направленностью, и под разными углами будет иметь разный уровень. Однако для рассматриваемого способа калибровки измерения производятся наведением одного луча многолучевой решетки на источник калибровочного сигнала, и положение этого луча не изменяется в процессе работы. Опираясь на практические результаты, можно считать ДН излучателей одинаковыми и достаточно равномерными в пределах сектора обзора решетки, поэтому примем Лп = const.

Величина фп - разность фаз между колебаниями, возбуждаемыми в первом и n-м излучателях решетки, зависит от разницы расстояний, которые пробегает до этих излучателей волна, падающая на решетку. Ее можно записать

= пЫ cos 01,

где 01- угол между направлением луча, по которому производится калибровка и нормалью к плоскости решетки, а к = 2я/Я - волновое число. Поскольку в процессе калибровки 01не изменяется, а d = const, то разность фаз между соседними излучателями Д^ = fcd cos 01 — тоже величина постоянная и можно записать = пД^. Эта величина при известном угле 01 рассчитывается заранее для каждого излучателя.

В ЦСПК, в котором осуществляется ЦФЛ, по которому производится калибровка, одновременно поступают значения выборок сигнала, соответствующих моменту тД^ с каждого n-го канала решетки:

М-1

Sn(тДО = ¿„e^n^+aj ^ (t — тД£), ^

ш=0

где 5П - фазовый сдвиг в n-м канале решетки относительно его номинального значения, вызванный нестабильностью и неидентичностью характеристик аналоговых каскадов приемника.

Рассмотрим сначала процесс обработки ансамбля выборок, соответствующих одному моменту времени, например m = 0, по всем каналам решетки. В ЦСПК с целью формирования ЦДН осуществляется ДПФ, для чего

каждая выборка каждого п-го канала в фиксированный момент времени сначала умножается на соответствующий этому каналу фазовый коэффициент е1пА(р, в результате сигнал Бп = Апе-18п.

Для осуществления калибровки в калибруемый в данный момент канал, например с номером к, вводится дополнительный фазовый сдвиг Ф в соответствии со структурой калибровочного сигнала решетки. Запишем сигнал этого канала:

4 = Аке-1(5><+ф),

при этом 8к и Ак приобретают смысл фазовых и амплитудных ошибок в калибруемом канале.

Далее, в соответствии с алгоритмом ДПФ, выборки разных каналов, полученные в один момент времени, складываются:

N-1

Ъ = V Апе-15п + Аке-К5к+Ф) + птАг, (3.4)

п=0 пФк

где птАг - сумма выборок узкополосного шума N каналов решетки, некоррелированных между собой.

Узкополосный шум п(1) = пс(1)с,о$>Ш - т/^БтШ, где пс(1) и -

независимые синфазная и квадратурная шумовые компоненты с гауссовым распределением вероятности, нулевым математическим ожиданием и дисперсией о = ^В, где N0/2 - спектральная плотность мощности шума в полосе фильтра 2В.

Гауссовский случайный процесс является адекватной математической моделью активных и пассивных помех, атмосферных и космических шумов, каналов с замиранием и многолучевым распространением. Флуктуационные шумы приемных устройств, вызванные дробовым эффектом и тепловым движением электронов, также подчиняются нормальному закону распределения. Адекватность модели гауссовского случайного процесса многим реальным помехам и сигналам объясняется действием центральной предельной теоремы теории вероятностей [176].

Представим слагаемые из выражения (3.4) в тригонометрической форме:

n-i n-i

s = TAncosSn-i JLAnsinSn + Akcos(5k +0)-iAksin{8k +Ф) + пс-ins. (35)

n=0 n=0

пфк пфк

Для вычисления мощности сигнала в ЦСПК возводятся в квадрат и суммируются его квадратурные составляющие. Тогда выборка мощности, соответствующая моменту квантования mAt, для m = 0, и фазовому сдвигу Ф в калибруемом канале

РФш = (Лс + КСф + пСф)2 + (Л, + + п5ф)2, (36)

где

Лс = ^ Лп cos 5П Л, = ^ Лп sin 6n,

п=0 п=0

n^fc n^fc

КСф = Лк cos(5fc + Ф) К5ф = Лк sin(5fc + Ф),

а пСф и п5ф - выборки гауссовых переменных, описанных выше. Величина выборки мощности РФш (3.6) является нецентральной случайной величиной, распределенной по закону X с двумя степенями свободы и плотностью распределения [3.35]:

/(Рфт) = (2а2)-1схр[-(Рфт + Л)/2а2]/о (]яф~Л/а2), (3.7)

где параметр нецентральности:

л = + ^Сф)2 + (А, + 1^ф)2. (38)

Математическое ожидание и дисперсия случайной величины РФш равны:

^ = = Л + 2^2. (3.9)

а-2 = ^{РФш} = 4а2Л + 4а4. (3.10)

/0 ( ) в (3.7) - модифицированная функция Бесселя первого рода нулевого порядка.

Теперь рассмотрим оценку мощности Рф принимаемого сигнала по M выборкам, которая находится как среднее значение выборочных величин мощности Рф для каждой выборки:

м

=1У

М ¿и

ф лл / гФт • т=1

(3.11)

Рфт- независимые отсчеты величины Рф, тогда переменная Рф является

2

нецентральной случайной величиной, распределённой по закону % и имеет 2М степеней свободы с параметром нецентральности:

Л

м

=^ УкАс++&+^

= л.

(3.12)

т=1

Плотность распределения случайной величины Рф:

ПРф) =

М-1

= (2а2/МУ\Рф/Л)—ехр[-(Рф + Л)/(2а2/М)]1М-1

\РфА/(р2/М)

(3.13)

математическое ожидание и дисперсия:

Д = Е{Р^} = ^ = Л + 2о2, (3.14)

= 0{Р^} = (4а2 Л + 4а4 )/М. (315)

Случайная величина Рф, являющаяся средней мощностью сигнала, рассчитанной по М выборкам, является несмещенной состоятельной оценкой

математического ожидания д, когда:

м

Е(Р*} = 1* У = Е{Рф} = Л + 2°2 , (316)

т=1

и тогда эта оценка асимптотически эффективна.

Фазовые 8к и амплитудные Ак ошибки в калибруемом канале можно рассчитать с помощью алгоритма максимального правдоподобия путем нахождения градиента функции правдоподобия, определяющей условия получения максимальной выходной мощности. Однако градиентная процедура поиска экстремума, основанная на решении дифференциальных уравнений, достаточно сложна и требует больших вычислительных затрат.

Для упрощения решения этой задачи воспользуемся известным свойством распределения х2: для больших значений степеней свободы оно приближенно совпадает с нормальным распределением, симметричным относительно математического ожидания, при этом усреднённый отсчёт Рф также является асимптотически эффективным [140]. Из выражения (3.16) понятно, что Рф является смещённой оценкой параметра нецентральности Л, и что, зная Л, можно найти фазовые и амплитудные Лк ошибки в калибруемом канале, используя выражения (3.12) и (3.6). Смещение в выборочном среднем может быть

компенсировано при рассмотрении разностей Р27о — ^90 и Р0 — Р180, которые являются несмещёнными оценками.