Формирование модулированных радиочастотных колебаний с улучшенными спектральными и энергетическими характеристиками в ключевых генераторах на GaN транзисторах тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.12.04, кандидат наук Ганбаев Асиф Акиф оглы

• Ганбаев Асиф Акиф оглы
• кандидат наук
• 2020

Оглавление диссертации кандидат наук Ганбаев Асиф Акиф оглы

ВВЕДЕНИЕ

1 ЗАДАЧИ И МЕТОДЫ ФОРМИРОВАНИЯ РАДИОЧАСТОТНЫХ КОЛЕБАНИЙ В КЛЮЧЕВЫХ РЕЖИМАХ

1.1 Современные топологии ВЧ транзисторных ключевых генераторов

1.2 Схемотехнические решения и методы повышения рабочей частоты и выходной мощности

1.3 Особенности модуляции ВЧ колебаний в ключевых режимах

1.4 Выводы

2 ТЕОРИЯ УПРАВЛЯЕМОГО РЕЗОНАНСНОГО ИНВЕРТОРА ТОКА

2.1 Построение ключевого дроссельного ВЧ генератора со встроенным модулятором

2.2 Особенности импульсного возбуждения мостовой и двухтактной схем на ВЧ

2.3 Статическая модуляционная характеристика

2.4 Аналитическая оценка предельной рабочей частоты и потерь мощности

2.5 Выводы

3 МАТЕМАТИЧЕСКОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ И ОПТИМИЗАЦИЯ

ВЧ ПРОЦЕССОВ В УПРАВЛЯЕМОМ РИТ

3.1 Вводные замечания

3.2 Статическая кусочно-линейная модель мощного полевого транзистора

в режиме большого сигнала возбуждения

3.3 Универсальная динамическая модель GaN-транзистора для ВЧ ключевых режимов

3.4 Численные методы ускоренного расчета процессов в ключевых ВЧ устройствах

3.5 Моделирование процессов и анализ спектров в ключевых ВЧ генераторах

3.6 Выводы

4 ИССЛЕДОВАНИЕ РЕЖИМОВ МОДУЛЯЦИИ В УПРАВЛЯЕМОМ РИТ

4.1 Амплитудная модуляция в управляемом РИТ. Динамическая модуляционная характеристика, анализ спектров и КПД

4.2 Частотная модуляция в ключевом режиме. Анализ спектров и КПД

4.3 Совершенствование широтно-импульсного модулятора

4.4 Выводы

5 ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ИССЛЕДОВАНИЕ

УПРАВЛЯЕМОГО РИТ

5.1 Реализация макета двухтактной схемы в рабочей полосе

950-1050 МГц

5.2 Оценка КПД и выходной мощности

5.3 Анализ спектров и нелинейных искажений, сопоставление с результатами моделирования

5.4 Выводы

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ И УСЛОВНЫХ ОБОЗНАЧЕНИЙ

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

Приложение 1: Описание модели Ангелова

Приложение 2: Технические данные транзисторов марки EPC8010

фирмы Efficient Power Conversion Corporation (EPC)

Приложение 3: Технические данные транзистора марки CGH40006P

фирмы CREE

Приложение 4: Схемы построенные в программе Advanced Design

Systems (ADS)

Приложение 5: Программный код на языке Verilog HDL для получения импульсов управления в ПЛИС и схема макета четырехфазного ШИМ модулятора

Приложение 6: Документы, подтверждающие внедрение

результатов диссертационной работы

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Формирование модулированных радиочастотных колебаний с улучшенными спектральными и энергетическими характеристиками в ключевых генераторах на GaN транзисторах»

ВВЕДЕНИЕ

Актуальность темы исследования и степень ее разработанности. В

настоящее время большинство систем радиосвязи, радио- и телевещания, работающих в диапазонах десятков и сотен мегагерц, являются цифровыми, а аналоговые системы имеют четкую тенденцию перехода на цифровую основу. Основным, энергоемким элементом, в значительной степени определяющим общий КПД радиосистемы, остается аналоговый ВЧ усилитель мощности (УМ) или по другой терминологии - генератор с внешним возбуждением (ГВВ). Выходные каскады большого числа действующих транзисторных передатчиков, УМ которых, как правило, работают в режимах усиления АВ или В, имеют средний КПД не выше 35-40 %. Еще более низким значение среднего КПД может быть при усилении радиосигнала с изменяющейся во времени огибающей с величиной пикфактора 7-10 дБ, что характерно для современных радиосистем. Поэтому разработка и создание ВЧ УМ, работающих в ключевых режимах и обеспечивающих предельно высокий КПД - актуальная задача сегодняшнего дня [2, 6, 26].

В СССР теоретические и практические исследования в области построения ключевых УМ начались еще в 60-е годы прошлого столетия и продолжаются в России до сих пор. В разработку методов анализа и синтеза данных типов устройств заметный вклад внесли отечественные ученые, среди которых можно отметить А.Д. Артыма, И.А. Попова, М.А.Сиверса, В.Б. Козырева [1,4, 26, 34, 35, 36]. Также большой вклад в развитие ключевых методов усиления и генерирования колебаний внесли и зарубежные ученые: Н. Сокал, Ф. Рааб, Б. Молнар, и М. Казимирчук [27, 39, 72].

В 1969-1971 годах в работах А.Д. Артыма, И.А. Попова и В.Б. Козырева впервые описаны ключевые усилители и генераторы с различными типами формирующих контуров (ФК), которые расстроены относительно частоты возбуждения. В 1975 году Н. Сокал и А. Сокал, исследуя подобные УМ,

предложили новую схему устройства, работающего в т.н. мягком ключевом режиме - усилители класса Е [72].

Ключевые ВЧ УМ изначально считались узкополосными и сравнительно низкочастотными устройствами, ограниченными рабочими частотами до единиц мегагерц [3, 34, 36]. В настоящее время ключевыми режимами осваивается диапазон десятков-сотен мегагерц. Основная проблема повышения рабочей частоты, как и прежде, состоит в устранении влияния паразитных параметров транзистора, в первую очередь его выходной емкости.

Известно, что потери в ключевом УМ состоят из коммутационных и статических потерь в мощном транзисторе. Основная величина коммутационных потерь УМ, работающего на высоких частотах, определяется энергией, запасаемой на паразитном реактивном элементе транзистора - выходной емкости «сток-исток» - СсиОднако, в некоторых режимах работы ключевых УМ (например, класс Е, инверсный класс D, класс DE) паразитная емкость- Сси входит в состав выходной емкости их формирующего контура, но дальнейшее повышение рабочих частот данных устройств по-прежнему ограничивается ее величиной.

Свойства новых типов транзисторов с высокой подвижностью электронов на основе нитрида-галлия (ва№) позволяют минимизировать величины внутренних паразитных реактивных элементов и, таким образом, открывают возможность практической реализации высокоэффективных ключевых режимов усиления колебаний на частотах до 3-5 ГГц [75, 74]. В этой связи становится практически важной задача совершенствования схемотехнических решений для ключевых режимов генерирования радиочастотных колебаний в диапазонах ВЧ и СВЧ (от десятков мегагерц до единиц гигагерц).

Задачи формирования ВЧ модулированных колебаний с изменяющейся во времени огибающей и линейное управление выходной мощностью ключевыми методами до сих пор не имеют простых и эффективных решений. Предлагаются методы усиления ВЧ сигналов с изменяющейся во времени огибающей, основанные на методах: Кана [10, 70, 97], РЧ-ШИМ [56, 58], дефазирования и

другие, реализация которых требует существенного усложнения схемы, определенные трудности возникают также в настройке и эксплуатации.

Недостатком наиболее высокочастотного ключевого режима Е, является слабое использование транзисторов по напряжению. Это приводит к тому, что транзистор не работает на мощности близкой к максимально заявленной в технической документации. Так, в генераторах класса Е напряжение на транзисторах в переходном режиме может превышать в 4-5 раз напряжение питания, а в установившемся режиме - в 2.5-3 раза, что заставляет существенно снижать напряжение питания во избежание пробоя транзисторов [27,37, 38]. Также на сегодняшний день не существует рациональных решений по реализации режима усиления радиочастотных модулированных колебаний с изменяющейся огибающей с высоким КПД на основе ключевого режима класса Е.

Таким образом, задачи радиотехнической практики диктуют необходимость исследования и разработки новых схемотехнических решений для ключевых УМ, способных усиливать модулированные колебания с улучшенными энергетическими и спектральными характеристиками в ВЧ и СВЧ диапазонах (десятки-сотни мегагерц). Такая возможность открывается при использовании новых типов транзисторов и применении новых схемотехнических решений для ключевых ВЧ генераторов, в частности для запатентованной автором диссертации (в соавторстве) новой схемы управляемого ключевого генератора на основе классического резонансного инвертора тока (управляемый РИТ).

Объект и предмет исследования. Предметом исследования являются энергетические характеристики и качественные показатели транзисторных ВЧ ключевых устройств, а объектом - схемы, режимы и модели управляемых транзисторных ключевых ВЧ генераторов на основе резонансного инвертора тока (РИТ).

Цель и задачи работы. Цель работы состояла в разработке, теоретическом анализе, моделировании и оптимизации нового схемотехнического решения для резонансного инвертора тока на нитрид-галлиевых транзисторах с линейным

управлением мощностью в нагрузке и усилением модулированного радиочастотного сигнала с изменяющейся во времени огибающей. Задачи исследования:

1. Разработка и исследование мостовой и двухтактной схем управляемого резонансного инвертора тока на основе нитрид-галлиевых транзисторов в диапазоне частот от единиц до сотен мегагерц, для целей использования в теле- и радиовещательных передатчиках.

2. Разработка статической кусочно-линейной модели нитрид-галлиевого (ва№) транзистора и его динамической модели с учетом внутренних паразитных реактивных параметров, позволяющих на основе новых алгоритмов численного решения дифференциальных уравнений электрических цепей ускорить расчет и анализ модулированных процессов в ВЧ транзисторных ключевых генераторах.

3. Численное моделирование переходных и стационарных процессов, а также анализ спектральных характеристик выходного колебания в схеме управляемого резонансного инвертора тока.

4. Исследование процессов модуляции РЧ колебаний с постоянной и изменяющейся во времени огибающей в мостовой и двухтактной схемах управляемого резонансного инвертора тока.

5. Разработка макета и экспериментальная проверка управляемого резонансного инвертора тока на частоте до 1 ГГц.

Научная новизна основных результатов работы состоит в том, что:

1. В отличие от известных схем впервые разработана топология ВЧ ключевого генератора с интегрированным в схему ключевым модулятором.

2. Предложена оригинальная оценка учета и оптимизации энергетических и качественных показателей для новой схемы ВЧ ключевого устройства.

3. В отличие от существующих математических моделей ВЧ ключевых устройств, учитывающих только режимы отсечки и насыщения транзисторов, предложена более точная модель, которая учитывает переходное состояние (активный режим).

Теоретическая значимость работы состоит

- Обоснованы схемотехника и принципы работы управляемого РИТ, получены аналитические выражения для его модуляционных характеристик;

- Получены приближенные аналитические выражения для расчета потерь мощности, предельной рабочей частоты и КПД исследуемого устройства;

- Доказана универсальность созданной модели, учитывающей режимы отсечки, насыщения и активного режима транзистора. Математически сформулированы условия переключения транзисторов, выбор текущего режима и эквивалентной электрической цепи для каждого момента времени.

Практическая значимость работы состоит

- в разработке новой, практичной схемы управляемого ВЧ ключевого генератора, позволяющей максимально использовать транзисторы по напряжению, с высоким КПД формировать ВЧ сигналы с постоянной амплитудой и с изменяющейся во времени огибающей, линейно управлять мощностью в нагрузке устройства;

- в разработке универсальной, простой и достаточно точной для инженерной практики модели мощного полевого транзистора, позволяющей с высокой скоростью проводить компьютерные расчеты процессов в схемах ВЧ ключевых устройств;

- в разработке инженерной методики выбора оптимальных параметров ШИМ-модулятора и ВЧ ключевого генератора с целью получения заданного КПД при минимальных нелинейных искажениях.

Методы исследования базируются на современной теории ключевых транзисторных устройств, численных методах решения дифференциальных уравнений электрических цепей с переключениями, спектральном анализе модулированных процессов, методах оптимизации, экспериментальном исследовании на физическом макете.

Научные положения, выносимые на защиту:

1. Введение в схему классического РИТ однополярного ключевого усилителя с ШИМ и рекуперационных диодов дает новое схемотехническое решение для

управляемого ВЧ ключевого генератора, способного формировать с высоким КПД модулированные колебания с изменяющей огибающей.

2. Применение способа возбуждения транзисторов импульсами напряжения с частичным перекрытием и линейная симметричная аппроксимация выходного тока служат основой методики расчета и оптимизации энергетических и качественных показателей управляемого РИТ на высоких рабочих частотах.

3. Кусочно-линейная аппроксимация реальных ВАХ GaN транзисторов, учет реактивных паразитных параметров и применение новых численных методов решения дифференциальных уравнений электрических цепей являются основой универсальной и эффективной в вычислительном отношении математической модели ВЧ ключевых устройств.

Степень достоверности и апробация результатов. Достоверность основных результатов подтверждается корректным применением математического аппарата, соответствием данных численного моделирования экспериментальным данным физического макета. Основные теоретические положения и практические результаты работы систематически докладывались автором и обсуждались специалистами на научно-технической конференции "Актуальные проблемы инфотелекоммуникаций в науке и образовании" (Санкт-Петербург, 2016, 2017, 2018, 2019, 2020), научно-практической конференции с международным участием «Неделя науки 2016» (Санкт-Петербург, 2016), 3-ей международной научной конференции молодых ученых «Посвященной 96-летию общенационального лидера Азербайджана Гейдара Алиева» (Баку, 2019), и в региональной научно-технической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых «Студенческая весна» (Санкт-Петербург, 2015, 2016).

Публикации. Основные результаты диссертации изложены в 14 опубликованных работах, из них: 3 - в рецензируемых научных изданиях, в которых должны быть изложены научные результаты диссертации на соискание ученой степени; 1 - патент РФ на полезную модель.

Соответствие паспорту специальности. Содержание исследования соответствует следующим пунктам специальности 05.12.04 - Радиотехника, в том

числе системы и устройства телевидения: п. 3. Разработка устройств генерирования, усиления, преобразования радиосигналов в радиосредствах различного назначения. Создание методик их расчета и основ проектирования; п. 10. Разработка радиотехнических устройств для использования их в промышленности, биологии, медицине, метрологии и др.

Личное участие соискателя. Основные научные результаты диссертации, выносимые на защиту, опубликованы в соавторстве с научным руководителем д.т.н., проф. В.А. Филиным. Результаты, изложенные в этих работах, получены лично автором диссертации или при его непосредственном участии.

Работа выполнена на кафедре Электроники и схемотехники Санкт-Петербургского государственного университета телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, соответствует профилю кафедры и тематике научно-исследовательских работ.

1 ЗАДАЧИ И МЕТОДЫ ФОРМИРОВАНИЯ РАДИОЧАСТОТНЫХ КОЛЕБАНИЙ В КЛЮЧЕВЫХ РЕЖИМАХ

1.1 Современные топологии ВЧ транзисторных ключевых генераторов

Современная мощная радиотехническая аппаратура (РТА) различных целевых назначений включает обширный диапазон рабочих частот (рис. 1.1). Весь радиодиапазон, начиная от 3 МГц и выше, называется диапазоном высоких частот. В отечественной литературе диапазон СВЧ включает диапазоны УВЧ, СВЧ и КВЧ (от 0.3 до 300 ГГц), в зарубежной литературе же этот диапазон называют микроволновым [25, 26, 27]. Одна из основных проблем РТА, работающей в ВЧ и СВЧ диапазонах - потери мощности на активных элементах, значительная доля которых приходится на УМ и генераторы. Потери увеличиваются с ростом частоты устройства, снижая его КПД, срок службы и ухудшая его масса-габаритные показатели. Поэтому, актуальной задачей по-прежнему остается повышение энергетической эффективности транзисторных ВЧ усилителей и генераторов [7, 27,28, 37].

Наиболее перспективным следует считать способ повышения эффективности мощных каскадов электронных генераторов и усилителей РТА путем использования ключевых режимов их транзисторов, при этом считается, что транзистор находится в одном из двух устойчивых состояний: полностью открытом, когда падение напряжения в нем предельно мало, или полностью закрытом, когда в нем отсутствует ток [7]. Потери мощности в обоих состояниях минимальны, благодаря чему достигается максимальный КПД активного прибора. Поскольку активные приборы работают в режиме переключений, нелинейность их ВАХ не имеет значения. Проектированию и применению подобных генераторов и усилителей, называемых ключевыми, посвящено большое количество работ российских [1, 2, 4, 6] и зарубежных [5, 32] авторов. За последнее десятилетие удалось практически реализовать ключевые режимы усиления и генерирования колебаний, обладающие предельно высоким КПД на частотах десятков и сотен

мегагерц [5, 6]. Уже проводятся исследования и публикуются экспериментальные результаты о реализации ключевых режимов в генераторах на GaN транзисторах, работающих в диапазоне единиц гигагерц [5, 60]. На столь высоких рабочих частотах мощный транзистор возбуждается гармоническим сигналом большой амплитуды, либо прямоугольными импульсами, имеющими конечную длительность фронта нарастания [5]. При этом транзистор, помимо двух основных рабочих режимов отсечки и насыщения, заметную долю периода ВЧ-колебаний находится в активном режиме. Следовательно, при таких условиях работы транзистор нельзя считать идеальным ключом, имеющим только два состояния. Подобное допущение, часто встречающееся в публикациях [5, 32], приводит к неточному моделированию процессов и к ошибкам в оценке энергетических характеристик реального устройства.

Широко известны нелинейные модели GaAs- и GaN-транзисторов (эмпирическая, физическая и табличная модели Ангелова [60, 61], разработанные для режима большого сигнала и учитывающие реальные характеристики этих транзисторов. Такие модели реализованы, например, в известной компьютерной программе моделирования Agilent ADS [102]. Однако использование любой из моделей Ангелова предполагает знание большого количества экспериментальных или расчетных параметров, зависящих от режимов работы транзистора, и, как правило, отсутствующих в его типовых справочных данных, но предоставляемых фирмой-разработчиком по отдельному запросу. По этим причинам достаточно точная «настройка» такой модели затруднена и расчет процессов во временной области для сложных схем транзисторных ключевых ВЧ-устройств требует значительных затрат времени. При этом не всегда гарантируется корректное завершение расчета.

Одной из целей данной диссертационной работы - обосновать разработку упрощенной, но эффективной в вычислительном отношении и достаточно точной для инженерной практики компьютерной модели мощных ВЧ и СВЧ полевых транзисторов в режиме большого сигнала возбуждения, пригодной для быстрого

анализа переходных и установившихся процессов в ключевых радиочастотных генераторах и усилителях.

Работа транзистора в режиме ключа ограничивается его предельной частотой, при приближении к которой усиливается влияние паразитных внутренних реактивностей. Однако использование в качестве ключей современных высокоскоростных полевых транзисторов на основе арсенида галлия (GaAs) и нитрида галлия ^аК) открывает возможность реализации ключевых режимов в диапазонах ВЧ и СВЧ [50, 53]. Рассмотрим известные топологии ВЧ ключевых генераторов.

На рис 1.1 показан двухтактный резонансный инвертор напряжения (РИН), называемый в зарубежной литературе ВЧ генератором класса D работающим в режиме переключения напряжения [1, 5, 10]. Сигналы возбуждения затвора, ивх1 и ивх2, представляют собой две последовательности противофазных импульсов, управляющих состоянием ключей.

1'пнг

-Г I

г! (ги

нИ

Т1

М

Г<г2

Т:

-У\ЛЛЛ_____||_

Г'1

¿к

Вн

Г„

Рисунок 1.1 — Двухтактный резонансный инвертор напряжения На рис. 1.2 показаны идеализированные формы тока и напряжения на транзисторах РИН, при возбуждении периодической последовательностью импульсов с коэффициентом заполнения 50 %. Данный режим может обеспечивать высокий КПД только на сравнительно низких частотах по причине разряда паразитной выходной емкости- Сси и, соответственно, возникновению потерь мощности, увеличивающихся с ростом рабочей частоты схемы [7].

Рисунок 1.2 - Временные диаграммы токов и напряжений на транзисторах РИН при входных сигналах с коэффициентом заполнения импульсов равной 50 %

На рис. 1.3 показана двухтактная схема классического резонансного инвертора тока (РИТ), называемого также в иностранной литературе ВЧ генератором инверсного класса D [1, 5, 10].

Т.ПНТ

_г

I

1-лр1

17с1

и

С'

Н Т1

-а

1__

и«1

Рисунок 1.3 - Двухтактный резонансный инвертор тока

Формы сигналов тока и напряжения на транзисторах РИТ показаны на рис. 1.4. и являются дуальными по отношению к аналогичным переменным РИН. На рис. 1.4б показан ток, протекающий через ключи. На рис. 1.4а показано напряжение сток-исток на каждом ключе.

Рисунок 1.4 — Временные диаграммы токов и напряжений на транзисторах РИТ при входных сигналах с коэффициентом заполнения импульсов равной 50 %

Одним из основных преимуществ данной схемы является то, что в этой схеме паразитная выходная емкость между стоком и истоком транзисторов- Сси, используется как часть емкости параллельного резонансного контура, что позволяет данной схеме, в отличии от РИН (рис. 1.1) работать на более высоких частотах [1, 5]. Данное преимущество делает схему более привлекательной для дальнейших исследований в ВЧ диапазонах (десятки-сотни мегагерц). Основным недостатком данной схемы является сложность ее практического использования, так как в внештатных ситуациях (например, при обрыве нагрузки) или при скважности импульсов входных сигналов на обоих ключах устройства одновременно ниже, чем 50 %, напряжения на дросселе и транзисторах резко увеличиваются, что может привести к аварийному режиму устройства [2, 17]. Например, с помощью компьютерного моделирования была исследована схема РИТ на идеальных ключах (рис.1.3) с напряжением питания итт=100 В, параллельный резонансный контур которой был настроен на частоту 1 ГГц (Ьк = 1.4 нГн, Ск = 18.07пФ, Ин = 130 Ом). На рис. 1.5а представлена диаграмма напряжения на ключе при скважности импульсов входных сигналов равной 50 %, а на рис. 1.5б при скважности импульсов равной 40 %. В последнем случае в схеме возникают существенные перенапряжения.

со зоо

0.9425мк 0.943мк

0.9455мк I, с 0.946мк

Время, сек

42.5н

Время, сек

I, с 44н

Рисунок 1.5 — Временные диаграммы напряжения на ключе на РИТ при входных сигналах с коэффициентом заполнения импульсов равной а) 50 % и б) 40 %

Судя по многочисленным публикациям, наиболее высокочастотным является ключевой режим класса Е (или его модификация Ем) [72, 79, 80]. Отличие схем класса Е от класса D, заключается в том, что генератор класса Е можно реализовать с использованием только одного ключа [5, 6, 10], напряжение на котором подчиняется закону "мягкой" коммутации. Схема генератора класса Е показана на рис. 1.6. Ключ - Т шунтируется емкостью - Сш, а нагрузка подключается через последовательный резонансный контур.

1'пнт

г

Ьлр

4=

^УУ\Л_!__ЛЛЛЛ_____||

к ('к

'Х

Рисунок 1.6 — Генератор класса Е

Принципиальной особенностью генератора класса Е является возможность реализации схемы на одном транзисторе. Шунтирующая емкость- Сш состоит из внутренней выходной паразитной емкости устройства- Сси и внешней добавочной емкости [7, 10, 72, 73]. Формы сигналов тока (б) и напряжения (а) на транзисторе, а также тока протекающего через конденсатор Сш (в) генератора класса Е показаны нарис. 1.7.

м

а)

4тт С 'Й

4л ОС^

4л С'Я

Рисунок 1.7 — Временные диаграммы токов и напряжений на транзисторах генератора класса Е при входных сигналах с коэффициентом заполнения импульсов равной 50 %

Как уже отмечалось, основным недостатком генератора класса Е является высокое пиковое напряжение, возникающее на транзисторе, при этом величина напряжения на стоке зависит от коэффициента заполнения входного управляющего сигнала (рис. 1.8).

о*

Время (не)

Рисунок 1.8 — Нормированное напряжение на ключе генератора класса E для трех различных входных сигналов с коэффициентом заполнения равной: 30 % (•), 50 % (*) и 70 % (■)

Как следует из рис.1.8 в переходном режиме, напряжение стока нормируется по напряжению питания- Цит и превышает напряжение питания в 2.7 раза при коэффициенте заполнения входных управляющих импульсов 50 % ив 4.8 раза при коэффициенте заполнения входных управляющих импульсов 70 % [5, 27, 32]. Приведенные зависимости показывают, что использование импульсных модуляторов типа широтно-импульсного, сигма-дельта или фазово-импульсного, требующих изменения скважности управляющих импульсов в широких пределах, резко снижает эффективность режима класса Е и, строго говоря, недопустимо. Поэтому указанные виды модуляции ВЧ колебания на основе режима Е в практических схемах ВЧ ключевых усилителей не осуществимы [17, 32].

В программе Agilent ADS [102] была промоделирована схема генератора класса Е при выходной мощности равной 60 Вт и рабочей частоте 1 ГГц с использованием эмпирической модели Ангелова (Прил. 1) [60, 61], которая имеет следующие характеристики: Напряжение пробоя транзистора - иси =100 В, максимальный постоянный ток стока- 1С =6 A. При этом напряжение питания

генератора взято равным 28 В. Полная схема генератора построенной на элементах с распределенными параметрами показана в приложении 4 (рис. П4.5). На рис. 1.9 показаны ток и напряжение на стоке промоделированного усилителя класса Е, где при коэффициенте заполнения равном 45 %, напряжение на стоке транзистора примерно равно его пробивному напряжению.

Время (нсек)

Рисунок 1.9 — Временные диаграммы тока и напряжения на стоке транзистора режима Е при

рабочей частоте 1 ГГц

Перспективным для применения в диапазоне единиц-десятков мегагерц является генератор класса DE (рис. 1.10), впервые описанный Жуковым С. А. и Козыревым В.Б. [36], который нашел применение в выходных каскадах связных передатчиков [29, 31].

4-

Гв*1

+

иий

Рисунок 1.10 — Генератор класса DE

Транзисторные ключи в РИН разряжают шунтирующую паразитную выходную емкость «сток-исток», рассеивая мощность на малом сопротивлении ключа. Возможный способ устранить эти потери мощности и приспособить РИН для работы на более высоких частотах - ввести мертвое время (¿зад) (рис. 1.11) в течение интервала, когда один ключ уже выключен, а другой еще не включен и добавить разрядную индуктивность [46, 83]. Ток и напряжение в этом режиме, названном DE, имеют формы подобные режимам D и Е (рис. 1.11).

Ш

2111

1с2

6)

12

г)

Ьяд

Ьад

2л

2л

л

2л

сЫ

сЫ

И.

(Ы

Рисунок 1.11 — Временные диаграммы токов и напряжений генератора класса DE

Максимальную частоту режима DE можно рассчитать по следующей формуле [83]:

4я2 КнСси

0.159

^н^си

(1.1)

/макс._0£'

Из этой формулы следует, что частота ограничена суммарной емкостью «сток-исток» практически до величин в десятки мегагерц при сохранении сравнительно высокого КПД.

В этом отношении РИТ (ВЧ генераторы класса D с режимом переключения тока) (рис. 1.3) имеют явное преимущество, где выходная паразитная емкость

«сток-исток» транзистора не столь существенно влияет на рабочий режим, так как она входит в состав емкости параллельного резонансного контура [1, 2, 5].

Также, практически трудно управлять генератором класса БЕ, работающим на частотах в десятки-сотни мегагерц, используя прямоугольный управляющий сигнал, заметно искажающийся на затворах транзистора, ввиду чего мертвое время не может контролироваться с высокой точностью (порядка 1 нсек). Для сохранения формы входных импульсов также может потребоваться широкополосный входной трансформатор [32, 46].

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Ганбаев Асиф Акиф оглы, 2020 год

■а -

о о

| 36.5 е

л

к

£ 36 ч

о х

И 35.5 35 34.5 34

19 20 21 22 23 24 25 26

Входная мощность, дБм

Рисунок 5.10 - Зависимость выходной мощности в нагрузке от мощности на входе

управляемого РИТ

Также были рассчитаны данные для КПД и КПД по добавленной мощности генератора, при изменении мощности сигнала на входе по формулам (5.1) для расчета стокового КПД ^Е) и (5.2) для расчета КПД по добавленной мощности (РАЕ):

££,% = -• 100, (5.1)

Ро

РАЕ,% = ^вх • 100, (5.2)

Ро

где, Рн- мощность в нагрузке генератора, Ро- мощность источника питания, Рвх-входная мощность.

На рис. 5.11 и 5.12 показаны зависимости стокового КПД (ОЕ) и КПД по добавленной мощности (РАЕ) при варьировании мощности возбуждения, построенные на основе экспериментальных данных и результатов моделирования. Сравнение полученных кривых показывает их схожий характер изменения, однако результаты компьютерного моделирования и эксперимента в целом дают погрешность не более 4-5 % что, по-видимому, допустимо для устройств, работающих в диапазонах частот выше 500 МГц.

Входная мощность, дБм

Рисунок 5.11 - Зависимость коэффициента полезного действия от мощности на входе

управляемого РИТ

Входная мощность, дБм

Рисунок 5.12 - Зависимость КПД по добавленной мощности от мощности на входе

управляемого РИТ

Из приведенных выше зависимостей также следует, что оптимальной мощностью сигнала возбуждения, управляющей затворами ВЧ транзисторов, является значение 26 дБм (Рвх = 398 мВт), при котором величины выходной

мощности и КПД наиболее высокие и составляют, соответственно, Рн = 6.68 Вт и DE,% = 69%. Следует отметить, что при анализе отечественной и зарубежной научной литературы для данных типов GaN транзисторов (CGH40006P) наибольший КПД полученный в ключевых режимах, работающих на частотах до 1 ГГц, составляет 65-70 %, а КПД по добавленной мощности составляет 60-65 % соответственно.

На рис. 5.13 показаны вычисленные по результатам моделирования и физического эксперимента зависимости изменения выходной мощности управляемого РИТ при изменении коэффициента заполнения импульсов модулятора. Зависимости хорошо согласуются между собой, давая погрешность не более 1-2 дБм.

Коэффициент заполнения импульсов ШИМ модулятора -

1м

Рисунок 5.13 - Зависимость выходной мощности управляемого РИТ от изменения

коэффициента заполнения модулятора

Также были рассчитаны и измерены зависимости КПД ^Е) для данного генератора от изменения коэффициента заполнения импульсов ШИМ, достаточно близко (рис. 5.14). График показывает, что понижение скважности импульсов приводит к увеличению КПД устройства.

74 73

*

3 72 71 70 69

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35

Коэффициент заполнения импульсов ШИМ модулятора - 4=^

1м

Рисунок 5.14 - Зависимость КПД управляемого РИТ от изменения коэффициента заполнения

импульсов модулятора

Также было произведено измерение статической модуляционной характеристики макета управляемого РИТ, посредством измерения зависимости величины выходной мощности от коэффициента заполнения импульсов ШИМ модулятора до предельного значения равного 1/п. На рис. 5.15 изображены графики статической модуляционной характеристики по результатам моделирования и эксперимента соответственно. Полученная по результатам эксперимента модуляционная характеристика является достаточно линейной и только при минимальном коэффициенте заполнения равном значению 0.05. линейность нарушается. Данные результаты практически соответствуют результатам моделирования, отличаясь лишь на 5-8 %.

J_I_I_I_1_-

Рисунок 5.15 - Статическая модуляционная характеристика управляемого РИТ

На рис. 5.16 и рис. 5.17 показаны изменения уровней мощности высших гармоник сигнала в нагрузке управляемого РИТ, измеренные с помощью компьютерного моделирования и экспериментального измерения на анализаторе спектра. Также приведены численные значения уровней мощности для высших гармоник в таблице 5.2. Данный анализ показал, что уровни гармоник изменяются не существенно при изменении скважности импульсов модулятора ШИМ, при этом не искажая существенно форму сигнала и не снижая КПД.

Рисунок 5.16 - Зависимости уровней мощности высших гармоник колебания в нагрузке от изменения коэффициента заполнения при компьютерном моделировании

0.35

Коэффициент заполнения импульсов ШИМ модулятора -

1м

Рисунок 5.17 - Зависимости уровней мощности высших гармоник колебания в нагрузке от изменения коэффициента заполнения импульсов при экспериментальном измерении

Таблица 5.2 - Значения уровней мощности высших гармоник колебания в нагрузке

Коэффициен т заполнения ШИМ,— тм Компьютерное моделирование Эксперимент

2-я гармоник а 3-я гармоник а 4-я гармоник а 5-я гармоник а 2-я гармоник а 3-я гармоник а 4-я гармоник а 5-я гармоник а

P2, дБм P3, дБм P4, дБм P5, дБм P2, дБм P3, дБм P4, дБм P5, дБм

0.05 -203 -127.5 -127.5 -59.43 -181.61 -121.31 -45.17 -9.88

0.075 -209 -123.8 -119.4 -56.12 -173.47 -120.66 -44.66 -14.73

0.11 -195.4 -120.8 -109.7 -53.86 -166.86 -118.37 -43.88 -18.87

0.145 -184 -118.65 -102.5 -52.83 -159.72 -117.39 -42.77 -23.22

0.18 -176.3 -117.5 -97.2 -52.54 -156.33 -117.11 -40.15 -22.18

0.215 -170.8 -116.6 -93.28 -52.75 -151.11 -115.63 -38.33 -17.46

0.25 -167.7 -116.0 -91.1 -53.11 -143.65 -113.75 -33.41 -14.33

0.285 -163.7 -115.48 -88.41 -53.89 -137.12 -112.33 -27.66 -7.86

0.32 -161.5 -115.24 -86.99 -54.51 -131.97 -111.68 -23.38 -4.36

5.3 Анализ спектров и нелинейных искажений, сопоставление с

результатами моделирования

Для оценки влияния нелинейных искажений в устройстве и сравнения с результатами моделирования в программе Agilent ADS [102], было рассчитано значение коэффициента нелинейных искажений (THD), по данным, полученным из спектрограмм. Расчет производился по формуле (4.1).

На рис. 5.18 и рис. 5.19 показаны спектры выходного сигнала относительно опорного напряжения 1 В при номинальной нагрузке 50 Ом, полученные при моделировании исследуемого генератора. При этом значение THD равно 0.574 % при коэффициенте заполнения модулятора ШИМ равной 0.32, и 1.408 % при коэффициенте заполнения равной 0.05.

Рисунок 5.18 - Спектр выходного сигнала в нагрузке управляемого РИТ для коэффициента заполнения импульсов ШИМ модулятора равного 0.32

AG-

СО LO

СГ ai

г*

>•

е-

га х

со

ш

S X

ш X

о;

а. с га

20 0 -20 -40 -60 -80 -100 -120— -140-"

< l а

THD

1.408 %

0

10 12 14 16 18 20 22 24 Частота, ГГц

Рисунок 5.19 - Спектр выходного сигнала в нагрузке управляемого РИТ для коэффициента заполнения импульсов ШИМ модулятора равного 0.05

На рис. 5.20 и рис. 5.21 показаны спектрограммы, полученные при подаче на транзисторы марки LMG5200 [114] схемы управления, импульсов ШИМ генерируемые платой ПЛИС (Intel FPGA board) со скважностью равной 1/ж -0.32. Данное значение скважности максимально для двухтактного управляемого РИТ. Полученная спектрограмма на рис. 5.20 позволяет увидеть спектры в нагрузке

генератора до частоты 13 ГГц. При этом максимальная выходная мощность составила 38.22 дБм. По результатам показаний данной спектрограммы было рассчитано THD устройства, значение которой равное 1.03 %.

Рисунок 5.20 - Спектр сигнала на выходе управляемого РИТ в диапазоне частот 0-13 ГГц

Keysight Spectrum Analyzer - Swept SA

ion_ RF | 50 Q С|!ИТЫВ: ВНУТР] SOURCE OFF | : Log-Pwr 03:19:43 Ci TRAC TYP DE ■и 13,2019 Частота

1. >матзапуск dB Avg Type £ рвввэз

L lFGain:Low i i rig. rtBT( Atten: 10 ШЁт Автоподстройка

10 dB/div Ref 0.00 dBm Mkr1 6.005 400 GHz — dBm

-10.0 Центральная частота

I 1.000000000 GHz

I Нач частота 999.000000 MHz

Конечная частота 1.001000000 GHz

1 Шаг центр част 200.000 kHz Авто Ручн

■70.0 -S0.0

Смещение частоты 0 Hz

Ï If lA

\i\h Mj Tt\ f\l V . . Mb/ s (W m Тип шкалы

Start 0,999000 GHz Res BW 18 kHz VBW 18 kHz Stop 1.001000 GHz квитирование 1.000 ms (1001 pts) Логарифм Линейн

E^ STATUS |

Рисунок 5.21 - Спектр сигнала на выходе управляемого РИТ в диапазоне частот близких 1 ГГц, для коэффициента заполнения импульсов модулятора равного 0.32

Также на рис. 5.22 показан спектр сигнала на выходе управляемого РИТ, при коэффициенте заполнения импульсов ШИМ равной 0.05. При таком коэффициенте заполнения мощность на выходе составило 22.77 дБм ~ 0.19 Вт.

, Keysight Spectrum Analyzer - Swept SA

I I KF ; 50 n AC I"

Stop Freq 1.102005000 GHz

10 dB/div Ref 0.00 dBm

Log |-1-

Сбитые: BHVTPj SOURCE OFF | ' 01:21:4; сен 13. 2019

Avg Type: Log-Pwr traceW"™^™

гпи иои>1|. Trig: Автомат запуск туреД IFGainTLow Atten: 10 dB

Mkrl 1.001 003 GHz -17.23 dBm

I •

Маркер Центральная частота

Маркер Шаг центр част

Маркер Начальн частота

Маркер Конечная частота

Start 0,9000 GHz Res BW 2.0 MHZ

VBW 2.0 MHZ

Stop 1.1020 GHz Свипирование 1.000 ms (1001 pts)

Рисунок 5.22 - Спектр сигнала на выходе управляемого РИТ в диапазоне частот близких 1 ГГц, при коэффициенте заполнения импульсов ШИМ модулятора равной 0.05

Таким образом было проведено измерение THD экспериментального макета генератора и произведено сравнение с компьютерным моделированием в программе Agilent ADS (рис. 5.23). Из полученных кривых можно сделать вывод что, при изменении скважности импульсов ШИМ модулятора, THD устройства меняется не существенно и лишь достигает своего пикового значения при очень малой величине скважности. Данное значение весьма допустимо и практически не влияет на выходной сигнал.

1.8

1.6

1.4

1.2

О И н

0.8

0.6

0.4

о......

.......

"'.....0.........

.......О:..

......О.....

........о.....

......<►..

□ Моделирование •ф»- Эксперимент

..................о

0.05 0.1 0.15 0.2

Коэффициент заполнения импульсов ШИМ модулятора -

0.25 0.3

tH

Тм

0.35

Рисунок 5.23 - Зависимость THD управляемого РИТ от изменения коэффициента заполнения

импульсов ШИМ модулятора

5.4 Выводы

1. В главе описан и экспериментально исследован спроектированный управляемый РИТ, генерирующий модулированные колебания в диапазоне частот 950-1050 МГц. С помощью программы моделирования Agilent ADS [102] была реализована структура управляемого генератора на элементах с сосредоточенными параметрами. Все рассчитанные элементы генератора были реализованы в виде микрополосковых линий передачи и согласованы на сопротивление 50 Ом.

2. Реализована и экспериментально проверена схема четырехфазной ШИМ на ПЛИС с максимальной тактовой частотой каждого канала равной 5 МГц и эквивалентной частотой 20 МГц.

3. Создана экспериментальная установка макета и измерительных приборов, получены спектрограммы в нагрузке, а также величина мощности. На основе

полученных данных, был проведен сравнительный анализ КПД, КПД по добавленной мощности, при изменении уровня входных сигналов управляющие затворами ВЧ транзисторов (CGH40006P). Было установлено, что 26 дБм является наиболее оптимальной мощностью входного сигнала, для получения более высокой мощности и КПД на выходе генератора.

4. Были исследованы уровни мощности в нагрузке, а также рассчитан КПД устройства при изменении скважности импульсов модулятора ШИМ в пределах 0.05-0.32. КПД устройства получилась равной 69.81% при скважности импульсов модулятора равной 0.32.

5. На основе полученных результатов была построена кривые статической модуляционной характеристики и коэффициента нелинейных искажений (ТНО). Полученная статическая модуляционная характеристика является достаточно линейной до скважности импульсов равной 0.05. Ниже данной величины скважности присутствующие паразитные реактивные элементы искажают форму импульсов, тем самым теряясь линейность управления.

Результаты экспериментального измерения энергетических и спектральных характеристик управляемого РИТ показали, что погрешность составляет не более 5-7% по сравнению с компьютерным моделированием.

111

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Данная диссертационная работа вносит определенный вклад в развитие теории и методов проектирования ВЧ ключевых устройств в части улучшения их энергетических и спектральных характеристик. Предложенное в работе новое схемотехническое решение на основе РИТ с интегрированным в схему ключевым модулятором позволяет формировать модулированные гармонические колебания, без существенного усложнения схемы устройства. Для управляемого РИТ была разработана математическая модель, которая позволяет существенно ускорить и достаточно точно моделировать процессы в генераторе. Данная модель основана на кусочно-линейной модели мощного полевого транзистора с использованием численных методов решения матричных дифференциальных уравнений линейной цепи переменной структуры методами последовательного удвоения шага Ракитского и матричного ряда Тейлора.

Предложена методика расчета энергетических и качественных показателей управляемого РИТ, которая позволяет оценить максимальную предельную рабочую частоту, а также потери мощности ВЧ управляемого РИТ по найденным в диссертации аналитическим выражениям и полученными графиками зависимостей для реальных GaN транзисторов. Получены характеристики в режиме АМ и ЧМ, позволяющие обеспечить предельно высокий КПД и минимальные нелинейные искажения.

Основные результаты работы позволяют сделать следующие выводы:

1. Проведен анализ известных методов повышения КПД и рабочей частоты в мощных транзисторных ВЧ генераторах. Отмечено, что при увеличении рабочих частот ключевых устройств существует принципиальное ограничение, которое не позволяет достигать максимально возможного расчётного КПД. Это ограничение обусловлено влиянием паразитной выходной емкости транзисторного ключа Сси, и не может полностью быть устранено, так как эта емкость определяется

конструктивными и физическими особенностями транзистора, используемого в качестве ВЧ ключа.

2. Рассмотрены основные топологии транзисторных ВЧ ключевых генераторов. Отмечены основные достоинства и недостатки классических резонансных инверторов с параллельным и последовательным контуром. Для ВЧ применений (радиочастоты в десятки, сотни мегагерц) актуальной задачей следует считать применение в этих генераторах нитрид-галлиевых транзисторов с высокой подвижностью электронов ^аК НЕМТ структуры). Эти транзисторы обладают широкой запрещенной зоной, т.е. выдерживают высокие температурные нагрузки и обладают хорошими динамическими характеристиками, что открывает возможность создавать на их основе ВЧ ключевые генераторы на рабочих частотах вплоть до единиц гигагерц.

3. Показано, что известные методы модуляции ключевых генераторов существенно усложняют схему устройства, увеличивают его стоимость, масса-габаритные показатели и снижают КПД. Отмечено, что формирование ВЧ радиосигналов с изменяющейся во времени огибающей в ключевых устройствах с сохранением высокого КПД остается одной из основных научных задач в области радиопередающих устройств и представляет собой одну из главных целей данного диссертационного исследования.

4. Предложена новая схема управляемого резонансного инвертора тока, позволяющая с помощью ШИМ регулировать мощность выходного ВЧ гармонического колебания и исключающая возникновение перенапряжений на транзисторах и дросселе. Изложена теория и принцип работы новой топологии управляемого РИТ для мостовой и двухтактной схем.

5. Аналитически рассчитана статическая модуляционная характеристика управляемого РИТ, а также проведен ее сравнительный анализ с модуляционной характеристикой, полученной на основе результатов моделирования в программе FASTMEAN. Сравнение показало, что модуляционные характеристики практически совпадают и являются линейными.

6. Приведен аналитический расчет коммутационных и стационарных потерь. Получено выражение для оценочного расчёта предельной частоты устройства при заданных параметрах проектирования. Приведено семейство кривых, позволяющих определить максимальную рабочую частоту ВЧ генератора.

7. Предложена простая статическая модель мощных полевых транзисторов, основанная на кусочно-линейной аппроксимации реальных ВАХ. Введение в эту модель паразитных реактивных элементов и применение нового алгоритма численного решения матричного дифференциального уравнения состояния электрической цепи переменной структуры открывает возможность быстрого компьютерного расчета переходных и установившихся процессов в ВЧ и СВЧ ключевых устройствах.

8. На основе новых численных методов в программе FASTMEAN выполнено моделирование переходных и стационарных процессов в двух классах радиочастотных ключевых генераторов на нитрид-галлиевых транзисторах фирмы CREE: генераторе класса Е и резонансном инверторе тока. Анализ процессов в этих устройствах показал: в диапазоне частот до 1 ГГц возможна реализация высокоэффективных ключевых режимов с КПД не ниже 80 %. По критериям выходной мощности, КПД и использованию транзисторов по напряжению резонансный инвертор тока обладает более высокими показателями по сравнению с генератором класса E.

9. Установлено, что в диапазоне частот в сотни мегагерц в исследованных схемах ВЧ ключевых устройств более рациональным является использование гармонического возбуждения большой амплитуды, при котором уменьшается влияние паразитных входных элементов транзистора на форму выходного напряжения.

10. Новая топология управляемого РИТ исследована в режимах амплитудной и частотной модуляции c использованием реальных моделей GaN транзисторов. Приведены временные диаграммы модулированных процессов и спектры колебаний в нагрузке. Получена динамическая модуляционная характеристика при АМ, которая является практически линейной. Исследовано также применение

частотной модуляции в схеме управляемого РИТ при использовании нагрузочного полосового фильтра Баттерворта. Было установлено, что при частотной модуляции, в нагрузке возникает паразитная амплитудная модуляция, устранение которой возможно при повышении порядка фильтра. Проведена оценка КПД устройства при двух видах модуляции.

11. Получены графические и аналитические зависимости, позволяющие осуществить оптимальный выбор рабочей частоты ВЧ ключевого генератора, а также тактовой частоты ШИМ импульсов модулятора. Было выявлено, что для получения большой глубины модуляции требуется обеспечить отношение частоты ВЧ генератора к частоте модулируемого сигнала fo/Jm> 50. Установлено, что при нерациональном выборе соотношения частот, в нагрузке резко возрастает уровень ВЧ пульсаций. Данные пульсации практически отсутствуют при соотношении частот /шим/fo> 0.4.

12. Для уменьшения потерь при переключениях в транзисторе ключевого усилителя с ШИМ, а также для повышения его тактовой частоты, что приводит к уменьшению ВЧ пульсаций модулированного колебания в нагрузке, было предложено использование схемы многофазного ШИМ модулятора. Проведен сравнительный анализ с классическим однофазным ШИМ модулятором при использовании реальной модели транзисторов и показаны временные диаграммы и спектры в нагрузке. Анализ показал, что использование схемы многофазной ШИМ позволяет получить более высокий КПД. При этом несущественно ухудшаются массогабаритные показатели и стоимость устройства.

13. Описан и экспериментально исследован физический макет управляемого РИТ, формирующий модулированные колебания в диапазоне частот 950-1050МГц. В среде моделирования Agilent ADS [102] была реализована структура управляемого генератора на элементах с сосредоточенными параметрами. Все рассчитанные реактивные элементы генератора были реализованы в виде микрополосковых линий передачи и согласованы на сопротивление 50 Ом.

14. Реализована и экспериментально проверена схема четырехфазной ШИМ на ПЛИС с максимальной тактовой частотой каждого канала равной 5 МГц и эквивалентной тактовой частотой 20 МГц.

15. Создана экспериментальная установка макета и измерительных приборов, получены спектрограммы колебаний в нагрузке, а также величина мощности. На основе полученных данных, был проведен сравнительный анализ КПД, КПД по добавленной мощности, при изменении уровня входных сигналов управляющие затворами ВЧ транзисторов (CGH40006P). Были исследованы уровни мощности в нагрузке, а также рассчитан КПД устройства при изменении коэффициента заполнения импульсов модулятора ШИМ в пределах 0.05-0.32. КПД по добавленной мощности устройства при максимальном коэффициенте заполнения импульсов модулятора составил 69.81%.

На основе полученных экспериментальных результатов были построены графические зависимости статической модуляционной характеристики и коэффициента нелинейных искажений (THD). Статическая модуляционная характеристика является достаточно линейной для рабочего диапазона скважностей импульсов ШИМ.

СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ И УСЛОВНЫХ ОБОЗНАЧЕНИЙ

ВЧ Высокие частоты

СВЧ Сверхвысокие частоты

HEMT Транзисторы с высокой подвижностью электронов

РТА Радиотехническая аппаратура

УМ Усилитель мощности

КУМ Ключевой усилитель мощности

КГ Ключевой генератор

ГВВ Генератор с внешним возбуждением

РИТ Резонансный инвертор тока

РИН Резонансный инвертор напряжения

ШИМ (PWM) Широтно-импульсная модуляция

ПЛИС (FPGA) Программируемые логические интегральные схемы

THD Коэффициент нелинейного искажения

КПД Коэффициент полезного действия

DE Стоковый коэффициент полезного действия

PAE Коэффициент полезного действия по добавленной мощности

АМ (АМн) Амплитудная модуляция (манипуляция)

ФМ (ФМн) Фазовая модуляция (манипуляция)

ЧМ (ЧМн) Частотная модуляция (манипуляция)

GMSK Гауссовская частотная модуляция с минимальным сдвигом

фазы

КАМ Квадратурная амплитудная модуляция

OFDM Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов

ЦСП Цифровой сигнальный процессор

РЧ-ШИМ Радиочастотная широтно-импульсная модуляция

ВАХ Вольт-амперная характеристика

АЧХ Амплитудно-частотная характеристика

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Артым А.Д. Усилители класса D и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании. -М.: Радио и Связь, 1980. 209 с.

2. Артым А.Д. Повышение эффективности мощных радиопередающих устройств. -М.: Энергия, 1987. 174 с.

3. Артым А.Д. Базовая амплитудная модуляция генераторов в ключевом режиме. -М.: Энергия, 1983. 199 с.

4. Попов И.А. Транзисторные генераторы гармонических колебаний в ключевом режиме. -М.: Радио и Связь, 1985. 192 с.

5. Grebennikov A., Sokal N., Franco M.J. Switchmode RF and Microwave Power Amplifiers. Oxford: Elsevier, 2012. 704 p.

6. Крыжановский В.Г. Транзисторные усилители с высоким КПД. -Донецк: Апекс, 2004. 448 с.

7. Баранов А.В. Транзисторные усилители-ограничители мощности в ключевых режимах с улучшенными частотными и энергетическими характеристиками. Дис. ... докт. техн. наук. Нижний-Новгород: НГТУ им. Р.Е. Алексеева. 2013. 402 с.

8. Алексеев М. А., Сороцкий В. А. Уменьшение искажений при генерировании радиосигналов ключевыми методами // Научно-технические ведомости СПбГПУ. Информатика. Телекоммуникации. Управление, 2013. № 3(173). С. 26-32.

9. Muhammad Fahim Ul Haque. Pulse-Width Modulated RF Transmitters. PhD Thesis. Linkoping, 2017. 98 p.

10. Sadegh A. Radio Frequency Switch-mode Power Amplifiers and Synchronous Rectifiers for Wireless Applications. PhD Thesis. Okanagan, Canada: The University of British Columbia, 2015. 172p.

11. Артым А.Д., Есполов К.Ж., Филин В.А. Матричные модели радиотехнических цепей. -СПб.: Элмор, 2015. 280 с.

12. Артым А.Д., Филин В.А., Есполов К.Ж. Новый метод расчета процессов в электрических цепях. -СПб.: Элмор. 2001.

13. Денкер К, Вербер Я. Устойчивость методов Рунге-Кутта для жестких нелинейных дифференциальных уравнений. -М.: Мир, 1976.

14. Ракитский Ю.В. Устинов С.М., Черноруцкий И.Г. Численные методы решения жестких систем. - М.: Наука, 1979.

15. Филин В.А. Развитие теории и численных методов анализа переходных процессов в электрических цепях радиотехнических устройств. Дис. ... докт. техн. наук. Санкт-Петербург: СПбГУТ, 1998. 216 с.

16. Ганбаев A.A., Филин В.А. Упрощенная динамическая модель мощных полевых транзисторов для исследования ключевых режимов радиочастотных устройств // Труды учебных заведений связи. 2019. Т. 5. № 2. С. 96-106.

17. Ганбаев A.A., Филин В.А. Управляемый ключевой генератор радиочастотных колебаний на основе резонансного инвертора тока // Научно-технические ведомости СПбГПУ. Информатика. Телекоммуникации. Управление. 2019. Т. 12. № 1. С. 21-28.

18. Ганбаев А. А., Филин В. А. Анализ методов модуляции ВЧ колебаний в ключевых генераторах // Труды учебных заведений связи. 2016. Т. 2. №2. C. 39-44.

19. Ганбаев А. А., Филин В. А. Применение дельта-сигма модуляции в высокочастотных ключевых усилителях мощности // Труды учебных заведений связи. 2016. Т. 2. №3. C. 78-83.

20. Ганбаев А. А., Филин В. А. Режимы возбуждения и методы управления ВЧ-колебаниями в транзисторных резонансных ключевых устройствах // Труды учебных заведений связи. 2017. Т. 3. №2. C. 60-67.

21. Ганбаев А. А., Филин В. А. Моделирование и анализ характеристик управляемого резонансного инвертора тока на нитрид-галлиевых транзисторах // Научно-практическая конференция с международным участием «Неделя науки 2016». Институт физики, нанотехнологий и телекоммуникаций. СПб: СПбГПУ-2016. C. 15-17.

22. Ганбаев А. А., Филин В. А. Исследование режима автоколебаний в управляемом резонансном инверторе тока // VI Международная научно-техническая и научно-методическая конференция «Актуальные проблемы инфотелекоммуникаций в науке и образовании». СПб: СПбГУТ-2017. Т. 3. C. 445-449.

23. Ганбаев А. А., Филин В. А. Моделирование процессов и исследование характеристик управляемого резонансного инвертора тока на нитрид-галлиевых транзисторах // VI Международная научно-техническая и научно-методическая конференция «Актуальные проблемы инфотелекоммуникаций в науке и образовании». СПб: СПбГУТ-2017. Т. 4. C. 348-352.

24. Ганбаев А. А., Филин В. А. Прялухин Д. С. Реализация режима с максимальным КПД в высокочастотных ключевых генераторах с внешним возбуждением // VI Международная научно-техническая и научно-методическая конференция «Актуальные проблемы инфотелекоммуникаций в науке и образовании». СПб: СПбГУТ-2017. Т. 3. C. 441-444.

25. Благовещенский М. В., Уткин Г. М. Радиопередающие устройства. -М.: Радио и связь, 1982. 408 с.

26. Сиверс М. А. Проектирование и техническая эксплуатация радиопередающих устройств. -М.: Радио и связь, 1989. 368 с

27. Sokal, N.O. RF power amplifiers, classes A through S: how the circuits operate, how to design them, and when to use each-short course. Boston, MA: IEEE IMS Workshop notes, 12 June 2000. 102 p.

28. Смирнов В.С. Эквивалентные частотные характеристики транзисторных ключевых устройств с отрицательной обратной связью: математическое моделирование, методика измерения и оптимизации. Дис. канд. тех. наук. Санкт-Петербург, 2006. 266 с.

29. Зудов Р.И., Сороцкий В.А. Особенности реализации нагрузочной цепи усилителя мощности класса DE при работе в полосе частот // Радиотехника, №9, 2015. С. 13-16.

30. Зудов Р.И., Сороцкий В.А. Новая элементная база для ключевых усилителей мощности ВЧ-диапазона // Радиотехника, №1, 2018. С. 100-103.

31. Zudov R.I., Sorotsky V.A. Evaluation of efficiency class DE power amplifier in the frequency band // Actual Problems ofElectron Devices Engineering (APEDE), 2016 International Conference on, Vol 2, 2016. pp. 1-8.

32. Grebennikov A.V., Sokal N.O. Switchmode RF power amplifiers. Burlington: Newnes, Elsevier, 2007. 424 p.

33. Raab, F.H. Class-E, Class-C and Class-F power amplifiers based upon a finite number of harmonics // IEEE Trans, on Microwave Theory and Techniques. Vol. 49, no. 8, 2001. pp. 1462-1468.

34. Артым, А.Д. Ключевой режим работы генераторов высокой частоты // Радиотехника. Т. 24, № 6. 1969. С. 58-64.

35. Попов, И.А. Ключевой режим однотактного транзисторного генератора // Полупроводниковые приборы в технике электросвязи; под ред. И.Ф.Николаевского. М.: Связь. 1970. Вып. 5. С. 15-35.

36. Жуков С. А., Козырев, В.Б. Двухтактный ключевой генератор без коммутативных потерь // Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. 1975.Вып. 15. С. 95-107.

37. Крыжановский, В.Г. Развитие методов анализа и принципов построения активных устройств с высоким коэффициентом полезного действия. Автореф. дис. ... д-ра тех. наук. Харьков, 2010. 34 с.

38. Grebennikov A.V. Load network design techniques for class E RF and microwave amplifiers // High Frequency Electronics. Vol. 3, № 7, 2004. pp. 18-32.

39. Raab, F.H. Maximum efficiency and output of Class-F power amplifier // IEEE Trans, on Microwave Theory and Tech. Vol. 49, №6, 2001. pp. 1162-1165.

40. Ganbayev A. A., Suleymanli R. R. Using FPGA based systems for digital signal processing // 3rd International Scientific Conference of Young Researchers. Baku: BEU-2019. Vol 1. pp.294-297.

41. Stefan Heck, Martin Schmidt, Alexander Brâckle. A switching-mode amplifier for class-S transmitters for clock frequencies up to 7.5 GHz in 0.25^m SiGe-BiCMOS. 2010 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium. 2010. pp. 565-568.

42. Lungu S., Grama A., Petreus D., Taut A. Simulation and design of a Class E power amplifier // Proceedings of the 32nd International Spring Seminar on Electronics Technology, 2009. pp. 1-4.

43. Long A., Yao J., Long S.I. A13 W current mode class D high efficiency 1 GHz power amplifier // Proceedings of the 45th Midwest Symposium on Circuits and Systems, Vol 1, 2002. pp. 33-36.

44. Heck S., Schmidt M., Brâckle A. A switching-mode amplifier for class-S transmitters for clock frequencies up to 7.5 GHz in 0.25^m SiGe-BiCMOS // Proceedings of Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, 2010. pp. 565-568.

45. Nemati H.M., Fager C., Zirath H. High Efficiency LDMOS Current Mode Class-D Power amplifier at 1 GHz// Proceedings of European Microwave Conference, 2006. pp. 176-179.

46. Matsuo M., Suetsugu T., Mori S., Sasase I. Class DE Current-Source Parallel Resonant Inverter // IEEE transactions on industrial electronics, Vol. 46, No.2, 1999.

47. Seebacher D., Bosch W., Gadringer M., Singerly P., Schuberth C. High Frequency Class-DE Push/Pull Power Amplifier Utilizing a Parallel Compensation Inductance // 2014 Microelectronic Systems Symposium (MESS), 2014.

48. Kozyrev V. B. Class E amplifiers with a parallel filtering circuit // Proceedings of the 2nd IEEE International Conference on Circuits and Systems for Communications, 2004.

49. Lu J., Hua Bai, Brown A., McAmmond M., Di Chen, Styles J. Design consideration of gate driver circuits and PCB parasitic parameters of paralleled E-mode GaN HEMTs in zero-voltage-switching applications // 2016 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2016. pp. 529 - 535.

50. Yajie Qiu, Lu J. High-Power-Density 400VDC-19VDC LLC Solution with GaN HEMTs [Электронный ресурс] // GaN Systems Inc. URL:

https://gansystems.com/wp-content/uploads/2018/10/High-Power-Density-400VDC-19VDC-LLC-Solution-with-GaN-HEMTs.pdf (дата обращение 14.01.2020).

51. Войтович В., Гордеев А., Думаневич A. Si, GaAs, SiC, GaN — силовая электроника. Сравнение, новые возможности // Силовая электроника, №5, 2010. С. 4-10.

52. Gauen K. The effects of MOSFET output capacitance in high-frequency applications // IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, vol. 2, 1989. pp.1227-1234.

53. Зудов Р.И. Сороцкий В.А. Повышение энергетической эффективности радиопередающих устройств диапазона ВЧ // Материалы докладов на II Международной научно-технической конференции «Радиотехника, электроника и связь-2013». 1-4 октября 2013 г., Омск, 2013.

54. Luo P., Bengttson O., Rudolph M. Reliable GaN HEMT modeling based on Chalmers model and pulsed S-parameter measurements // Proceedings of German Microwave Conference, 2016. pp. 157-160.

55. Kharabi F., Poulton M.J., Halchin D., Green D. A Classic Nonlinear FET Model for GaN HEMT Devices // Proceedings of Com-pound Semiconductor Integrated Circuits Symposium, 2007. pp. 1-4.

56. Raab F.H. Class-D power amplifier with RF pulse-width modulation // Proceedings ofMTT-S International Microwave Symposium, 2010. pp. 924-927.

57. Serban Lungu, Alin Grama, Dorin Petreus, Adrian Taut. Simulation and design of a Class E power amplifier. 32nd International Spring Seminar on Electronics Technology. 2009. pp. 1-4.

58. F. H. Raab. Radio frequency pulse-width modulation. IEEE Trans. Comm., vol. COM-21, no. 8, Aug. 1973, pp. 958-966.

59. Bo Shi. Pulse-Width Modulation for Switching Mode Power Amplifiers. 2015 Asia-Pacific Microwave Conference (APMC). 2015. pp. 1-3.

60. Angelov, K. Andersson, D. M. M.-P. Schreurs, and D. Xiao. Large-Signal Modelling and Comparison of AlGaN/GaN HEMTs and SiC MESFETs // Proc. Asia-Pacific Microwave Conf., Nov. 2006. pp. 279-282.

61. Angelov, L. Bengtsson, and M. Garcia. Extensions of the Chalmers Nonlinear HEMT and MESFET Model // IEEE Trans. Microw. Theory Techn., vol. 44, no. 10, Oct. 1996. pp. 1664-1674.

62. M. H. Rashid. Power Electronics: Circuits Devices and Applications. Englewood Cliffs: Prentice-Hall. 1993.

63. N. Mohan, W. P. Robbin, and T. Undeland. Power Electronics: Converters, Applications, andDesign. New York: Wiley. 2002.

64. J. L. Hudgins, G. S. Simin, S. E., and M. Asif Khan. An Assessment of Wide Bandgap Semiconductors for Power Devices // IEEE Trans. Power Electron., Vol. 18, no. 3, May 2003. pp. 907-914.

65. M. Golio and J. Golio. RF and Microwave Applications and Systems. CRC Press, 2008.

66. S. C. Cripps. Advanced techniques in RF power amplifier design. Artech house, Norwood, MA, 2002.

67. S. C. Cripps. RF power amplifiers for wireless communications. Artech house, Norwood, MA, 2006. 685 p.

68. S. Xie, S. He and Z. Hu. A systematic method to design high efficiency harmonic tuned power amplifier with PAE over 80% // Asia-Pacific Microwave conf. Proc. (APMC), Dec. 2012. pp. 463-465.

69. C. Cortes, V. Heijden and D. Vreede. A 70W package-integrated class E Chireix outphasing RF power amplifier // IEEE MTT-S Int. Microwave Sym.(IMS), June 2013. pp. 1-3.

70. M. Vasic, O. Gracia and J. A. Oliver. Efficient and linear power amplifier based on envelope elimination and restoration // IEEE trans. on Power electronics, Vol. 27, no. 1, July 2011. pp. 5-9.

71. B. Pichler, N. Leder and T. Faseth. Effciency enhanced switched mode power amplifier for digital RF transmitters // IEEE 16th annual Wireless and Microwave Tech. Conf. (WAMICON), April 2015. pp. 1-3.

72. N.O. Sokal and A.D. Sokal. High efficiency tuned switching power amplifier. U.S. patent 3919656, Nov. 1975.

73. T.B. Mader. Quasi-Optical Class E power amplifiers. PhD Dissertation. University of Colorado, 1995.

74. B. Green, K. Moore and D. Hill. GaN RF device technology and applications, present and future // IEEE Bipolar/BiCMOS Circuits and Tech. Meeting (BCTM), 2013. pp. 101-106.

75. J. Wuerfl. Technology and perspectives of GaN devices for innovative microwave applications // German Microwave Conf. (GeMIC), March 2008. pp. 1-4.

76. J. Choi, D. Kang andD. Kim. Optimized envelope tracking operation of Doherty power amplifier for high efficiency over an extended dynamic range // IEEE Trans. on Microwave Theory Tech., Vol. 57, no. 6, June 2009. pp. 1508-1515.

77. Y. Li, J. Lopez and D. Y. C. Lie. SiGe Class-E Power amplifier with Envelope Tracking For Mobile WiMAX /Wibro Applications // IEEE Int. Sym. on Circuits and Systems (ISCAS), May 2009. pp. 2017-2020.

78. M. P Chen, C. H Shih and W. Chang. A 2.5 GHz CMOS Power Amplifier for WiMAX Application // Int. Conf. on Green Circuits and Systems (ICGCS), June 2010. pp. 691-694.

79. P. Manikandan and R. Mathew. Design of CMOS class E power amplifier for WLAN and Bluetooth applications // Int. Conf. on Devices, Circuits and Systems (ICDCS), March 2012. pp. 81-88.

80. C. T Chen, C. J Li and T. S Horng. High efficiency Dual-mode RF transmitter using envelope tracking dual band Class E power amplifier for WCDMA/WiMAX systems // IEEE MTT-S Int. Microwave Sym., June 2009. pp. 417-420.

81. P. Colantonio, F. Giannini and L. Piazzon. A design technique for concurrent dual-band harmonic tuned power amplifier // IEEE Trans. on Microwave Theory Tech., Vol. 56, Nov. 2008. pp. 2545-2555.

82. C. C Yu, Y. T Chang and M. H Huang. Design of a SiGe BiCMOS Power Amplifier for WiMAX application // Progress In Electromagnetics Research Sym. (PIERS), March 2009. pp. 911-913.

83. H. Koizumi, T. Suetsugu, M. Fujii, K. Shinoda, S. Mori, and K. Ikeda. Class DEhigh-efficiency tuned power amplifier//IEEE Trans. Circuits Syst., Vol. 43, no. 1, 1996. pp. 51-60.

84. J. Fritzin, C. Svensson, and A. Alvandpour. Analysis of a 5.5-V class-D stage used in + 30-dBm outphasing RF PAs in 130 and 65-nm CMOS // IEEE Trans. Circuits Syst. II, Vol. 59, no. 11, Nov 2012. pp. 726-730.

85. J. Fritzin, C. Svensson, and A. Alvandpour. A +32 dBm 1.85 GHz class-D outphasing RF PA in 130nm CMOS for WCDMA/LTE // Proc. ESSCIRC, Sep 2011. pp. 127-130.

86. J. Fritzin, C. Svensson, and A. Alvandpour. Design and analysis of a class-D stage with harmonic suppression // IEEE Trans. Circuits Syst. Vol. 59, no. 6, Jun 2012. pp. 1178-1186.

87. M. Özen. Advanced transmitter architectures based on switch mode power amplifiers. Ph.D. dissertation. Chalmers University ofTechnology, 2014.

88. A. Grebennikov. Power combiners, impedance transformers and directional couplers-Part 1 // High Freq. Electronics, Dec 2007. pp. 20-38.

89. A. Grebennikov. Power combiners, impedance transformers and directional couplers-Part 2 // High Freq. Electronics, Jan 2008. pp. 42-53.

90. A. Ganbayev, V. Filin. Optimal Energy Characteristics and Working Parameters of RF Switch Mode Power Amplifier Based on Controllable Current Fed Resonant Inverter // Proc. of Telecom. Universities. Vol. 6, no. 1,2020. pp. 43-49.

91. D. Seebacher, P. Singerl, C. Schuberth, F. Dielacher, Y. Papananos, N. Alexiou, K. Galanopoulos, M. E. Gadringer, and W. Bösch. Predistortion of digital RF PWM signals considering conditional memory // IEEE Trans. Circuits Syst. I, vol. 62, no. 9, Sep 2015.pp. 2342-2350.

92. M. Haque, T. Johansson, and D. Liu. Combined RF and multiphase PWM transmitter // ECCTD, Aug 2015.

93. M. Haque, T. Johansson, and D. Liu. Combined RF and multilevel PWM switch mode power amplifier // NORCHIP, Nov 2013.

94. J. E. Volder. The CORDIC trigonometric computing technique // Electronic Computers, IRE Trans on, Vol. 8, no. 3, Sep 1959. pp. 330-334.

95. A. Carlson, P. Crilly, and J. Rutledge. Communication systems: an introduction to signals and noise in electrical communication, Chapter 6. McGraw-Hill, 2002.

96. B. Francois, P. A. J. Nuyts, W. Dehaene, and P. Reynaert. Extending dynamic range of RF PWM transmitters // Electronics Letters, Vol. 49, no. 6, Mar 2013. pp. 430-432.

97. M. Taromaru, N. Ando, T. Kodera, and K. Yano. An EER transmitter architecture with burst-width envelope modulation based on triangle-wave comparison PWM // PIMRC, Sep. 2007.

98. H. Enzinger and C. Vogel. Analytical description of multilevel carrier-based PWM ofarbitrary bounded input signals // in Proc. ISCAS, Jun 2014. pp.1030-1033.

99. J.-H. Chen, H.-S. Yang, and Y.-J. Chen. A multi-level pulse modulated polar transmitter using digital pulse-width modulation // IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., Vol. 20, no. 5, May 2010. pp. 295-297.

100. P. Singerl, C. Schuberth, M. Mataln, D. Seebacher, F. Dielacher, and T. Magesacher. A 2.7-GHz multi-level PWM carrier-bursting RF transmitter // Proc. EuMIC, Sep 2015. pp. 273-276.

101. Филин В.А., Головин A.H., Смирнов В.С., Ганбаев А.А. Управляемый резонансный инвертор тока. Патент на полезную модель РФ № 172407. Опубл. 07.07. 2017. Бюл. № 19.

102. Advanced Design Systems [Электронный ресурс] // Keysight Inc. URL: https://www.keysight.com/en/pc-1297113/advanced-design-systemads?cc=US&lc=eng (дата обращение 14.01.2020).

103. FASTMEAN [Электронный ресурс] // Василий Смирнов. URL: https://www.fastmean.ru (дата обращение 14.01.2020).

104. Ahsan A. Modeling and Analysis of GaN HEMTs for Power-Electronics and RF Applications. PhD Thesis. Indian Institute of Technology Kanpur, 2017. 219 p.

105. Grebennikov A.V. RF and Microwave Power Amplifier Design. McGraw-Hill Education, 2015. 672 p.

106. Grebennikov A.V. Radiofrequency and Microwave Power Amplifiers. Vol. 1: Principles, Device Modeling and Matching Networks. The Institution of Engineering and Technology, 2019. 564 p.

107. Grebennikov A.V. Radiofrequency and Microwave Power Amplifiers. Vol. 2: Efficiency and Linearity Enhancement Techniques. The Institution of Engineering and Technology, 2019. 482 p.

108. Abdullah E. Introduction to RF Power Amplifier Design and Simulation. CRC Press, 2016. 432 p.

109. CGH40006P Data Sheets [Электронный ресурс] // A Cree Company. URL: https://www.wolfspeed.com/downloads/dl/file/id/306/product/115/cgh40006p.pdf (дата обращение 14.01.2020).

110. GTVA261701FA-V1 Data Sheets [Электронный ресурс] // A Cree Company. URL :https://www.wolfspeed.com/media/downloads/1217/GTVA261701 FA_V1_05.pdf (дата обращение 14.01.2020).

111. T2G6001528-Q3 Data Sheets [Электронный ресурс] // Triquint. URL: https://www.qorvo.com/products/p/T2G6001528-Q3#documents (дата обращение 14.01.2020).

112. TGI5867-25L Data Sheets [Электронный ресурс] // Toshiba corp. URL: https://www.toshiba.co.jp/sis/des/micro/prod/prodlist/semicon/d-sheet/tgi5867-25l_2_20190927_no1256.pdf (дата обращение 14.01.2020).

113. GS66516T Data Sheets [Электронный ресурс] // GaN Systems Inc. URL: https:// gansystems.com/wp-content/uploads/2018/04/GS66516T-DS-Rev-180422.pdf (дата обращение 14.01.2020).

114. LMG5200 Data Sheets [Электронный ресурс] // Texas Instruments. URL: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lmg5200.pdf (дата обращение 14.01.2020).

115. GS61004B Data Sheets [Электронный ресурс] // GaN Systems Inc. URL: https://gansystems.com/wp-content/uploads/2018/04/GS61004B-DS-Rev-180419.pdf (дата обращение 14.01.2020).

116. GS61008P Data Sheets [Электронный ресурс] // GaN Systems Inc. URL: https://gansystems.com/wp-content/uploads/2018/04/GS61008P-DS-Rev-180420.pdf (дата обращение 14.01.2020).

117. EPC8010 Data Sheets [Электронный ресурс] // EPC corp. URL: https://epc-co .com/epc/Portals/0/epc/documents/datasheets/EPC8010_datasheet.pdf (дата обращение 14.01.2020).

118. EPC2034 Data Sheets [Электронный ресурс] // EPC corp. URL: https://epc-co.com/epc/Portals/0/epc/documents/datasheets/EPC2034_ datasheet.pdf (дата обращение 14.01.2020).

119. Arlon AD1000 Data Sheets [Электронный ресурс] // Arlon Inc. URL: https://www.rezonit.ru/upload/spetsifikatsii/Arlon_AD1000.pdf (дата обращение 14.01.2020).

120. Coilcraft BCR652JL Data Sheets [Электронный ресурс] // Coilcraft Inc. URL: https://www.coilcraft.com/pdfs/bcr.pdf (дата обращение 14.01.2020).

Приложение 1:

Описание модели Ангелова

Модель Ангелова:

Широко используемой моделью для нитрид-галлиевого транзистора ^аК НЕМТ) является модель Ангелова. Эквивалентная схема модели показана на рис. П1.1. Подробное описание выражений модели можно найти в [60,61].

I^J11

Ctherm

Рисунок П1.1- Эквивалентная схема модели Ангелова нитрид-галлиевого транзистора

(GaNHEMT)

Для тока утечки используется функция tanh() для повторения колоколообразного дт, заданного как

9rn = 9тРк( 1 - tanh2[plm(vgs - Vk)]), (П1.1)

где дтрк, р1т и Vk подгоночные параметры. Ток рассчитывается как

Ids = IPks(1 + tanh(^p)) tanh(aVds) [1 + ÄVds]), (П1.2)

где Ipks и X являются подгоночными параметрами, а - степенной ряд, заданный как

= Pi(vgs - vpk) + P2(vgs - vpk)2 + p3(vgs - Vpk)\ (П1.3)

где Р1,Р2иР3- параметры, а Vpk - напряжение затвора для максимального значения дт.

Собственные емкости (Cgs, Cgd и Cds) также рассчитываются как

Cgs = Cgsp + Cgso( 1 + tanh(^))(l + tanh(^2)), (П1.4)

Модель Ангелова регулярно обновляется, чтобы предоставить как можно большее количество измеренных данных необходимы для расчета эквивалентных параметров. На рис. П1.2 показана экспериментально измеренная и промоделированная вольт-амперная характеристика 100ит GaN НЕМТ транзистора [60].

0.15

^ 0.10-

Экспериментальный расчет Моделирование

в о Н

0.05-

0.00

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 Напряжение - 11си, В

Рисунок П1.2- Выходная ВАХ модели Ангелова нитрид-галлиевого транзистора (GaN НЕМТ)

Приложение 2:

Технические данные транзисторов марки EPC8010 фирмы Efficient Power

Conversion Corporation (EPC)

eGaN FET DATASHEET

EPC8010

EPC8010 - Enhancement Mode Power Transistor

VDS , 100 V RDS(on) , 160 m O Id , 4 A

efficient power conversion

RoHS (/) HaloSen-Free

Gallium Nitride's exceptionally high electron mobility and low temperature coefficient allows very low RDS(on), while its lateral device structure and majority carrier diode provide exceptionally low QG and zero Q№. The end result is a device that can handle tasks where very high switching frequency, and low on-time are beneficial as well as those where on-state losses dominate.

Maximum Ratings

PARAMETER VALUE UNIT

Vds Drain-to-Source Voltage (Continuous) 100 V

Id Continuous (TA = 25°C, RejA = 27°C/W) 4 A

Pulsed (25°C, TPULSE = 300 |is) 7.5

Vgs Gate-to-Source Voltage 6 V

Gate-to-Source Voltage -4

Tj Operating Temperature -40 to 150 °C

Tstg Storage Temperature -40 to 150

Thermal Characteristics

PARAMETER TYP UNIT

r6jc Thermal Resistance, Junction-to-Case 8.2 °C/W

R6JB Thermal Resistance, Junction-to-Board 16

R8JA Thermal Resistance, Junction-to-Ambient (Note 1) 82

Note 1: ReJA is determined with the device mounted on one square inch of copper pad, single layer 2 oz copper on FR4 board. See https://epc-co.com/epc/documents/product-training/Appnote_Thermal_Performance_of_eGaN_FETs.pdf for details

Static Characteristics (T,= 25°C unless otherwise stated)

EPC8010 eGaN FETs are supplied only in passivated die form with solder bars Die Size: 2.1 mm x 0.85 mm

Applications

• Ultra High Speed DC-DC Conversion

• RF Envelope Tracking

• Wireless Power Transfer

• Game Console and Industrial Movement Sensing (LiDAR)

Benefits

• Ultra High Efficiency

• Ultra Low R