Устройство формирования узкополосных радиосигналов с использованием алгоритма оптимальной интерполяции тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.12.04, кандидат наук Абраменко, Александр Юрьевич

• Абраменко, Александр Юрьевич
• кандидат наук
• 2014

Оглавление диссертации кандидат наук Абраменко, Александр Юрьевич

ОГЛАВЛЕНИЕ

Введение

1 Устройство формирования узкополосных радиосигналов: проблемы разработки и создания

1.1 Анализ способов формирования узкополосных сигналов

1.2 Универсальный генератор модулирующих сигналов

1.2.1 Структурная схема

1.2.2 Анализ методов повышения частоты дискретизации

1.2.3 Оценка погрешности интерполяции

1.3 Анализ проблемы искажений в устройствах формирования радиосигналов

1.3.1 Математическая модель квадратурного модулятора

1.3.2 Методы коррекции искажений в квадратурном модуляторе

2 Реализация и исследование системы повышения частоты дискретизации

2.1 Анализ системы повышения частоты дискретизации

2.1.1 Расчет корректирующего фильтра

2.1.2 Генератор последовательности моментов времени

2.1.3 Математическая модель системы повышения частоты дискретизации

2.2 Реализация системы повышения частоты дискретизации на программируемой логической интегральной схеме

2.2.1 Генератор частоты дискретизации

2.2.2 Генератор последовательности моментов времени

2.2.3 Реализация системы повышения частоты дискретизации

2.3 Анализ полученных результатов

2.4 Выводы

3 Универсальный генератор модулирующих сигналов

3.1 Реализация универсального генератора модулирующих сигналов

3.1.1 Расчет восстанавливающего фильтра

3.1.2 Формирование сигналов стандартных видов модуляций в масштабе реального времени

3.1.3 Экспериментальное тестирование универсального генератора модулирующих сигналов

3.2 Полифазное разложение системы повышения частоты дискретизации

3.2.1 Применение полифазного разложения к корректирующему фильтру

3.2.2 Применение полифазного разложения к интерполяционному фильтру

3.2.3 Математическая модель системы повышения частоты дискретизации

3.3 Выводы

4 Анализ и коррекция искажений в устройстве формирования

узкополосных радиосигналов

4.1 Анализ схемы устройства формирования узкополосных сигналов

4.2 Коррекция уровня подавления нежелательной боковой составляющей и просачивания несущего сигнала

4.2.1 Алгоритм коррекции уровня подавления нежелательной боковой составляющей и просачивания несущего сигнала

4.2.2 Погрешность измерения величины рассогласования амплитуды

4.2.3 Погрешность измерения величины рассогласования фазы

4.2.4 Экспериментальная проверка алгоритма

4.3 Коррекция амплитудно-частотной характеристики

4.5 Выводы

Заключение

Список сокращений и условных обозначений

Список литературы

Приложение А - Патент на изобретение

Приложение Б - Акт внедрения

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Устройство формирования узкополосных радиосигналов с использованием алгоритма оптимальной интерполяции»

Введение

Актуальность темы. В настоящее время в России идет активное внедрение сетей 4-го поколения мобильной связи (технология LTE) и систем цифрового телевидения (технология DVB-T2), развитие систем глобального позиционирования (технология ГЛОНАСС), широко используются мобильные сети 2-го и 3-го поколения (технологии GSM и 3G), системы беспроводной передачи информации в локальных сетях (технология WLAN) и другие. Приёмо-передающие устройства каждой системы проходят циклы разработки, производства и эксплуатации, и на каждом этапе необходимо контролировать множество параметров. Для этого создаются специализированные измерительные устройства. Лидерами в производстве подобных устройств выступают зарубежные компании, такие как Keysight Technologies, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG. К подобным устройствам относится генератор векторных сигналов - универсальный прибор, предназначенный для формирования точных и искажённых узкополосных радиосигналов. Отечественные аналоги такого устройства отсутствуют или не обладают необходимыми функциональными возможностями, что подтверждает актуальность разработки импортозамещающей продукции.

Из анализа литературных источников следует, что наилучшей с точки зрения стоимости и реализации является система формирования узкополосных радиосигналов на высоких частотах с использование квадратурных схем преобразования частоты. Одна из проблем, решаемых при разработке такой системы, заключается в формирование модулирующих сигналов с заданной частотой дискретизации. Актуальным направлением исследования в этой области является использование цифровых методов для формирования модулирующих сигналов с заданной частотой дискретизации и последующим её повышением (интерполяцией) до используемой в устройстве преобразования цифрового сигнала в аналоговый. Существует значительное количество работ, посвященных методам повышения частоты дискретизации, среди которых следует выделить алгоритм оптимальной интерполяции, обладающий высоким уровнем подавления сигнала в полосе запи-

рания. В тоже время, отсутствуют работы, посвящённые применению алгоритма оптимальной интерполяции в системах изменения частоты дискретизации в реальном масштабе времени, а также его реализации на программируемой логической интегральной схеме (ПЛИС).

При формировании узкополосных радиосигналов наличие амплитудного и фазового рассогласований в квадратурном модуляторе приводит к искажению сигнала. Для коррекции искажений используются алгоритмы цифровой обработки сигналов в передающем устройстве и специальные методы измерения величин рассогласования амплитуды и фазы. Существующие методы или сложны, или не обладают необходимой точностью, или требуют проведения слишком многих измерений.

Анализ имеющихся публикаций позволяет заключить, что разработка устройства формирования узкополосных радиосигналов на основе алгоритма оптимальной интерполяции и создание методов измерения и коррекции величин рассогласования амплитуды и фазы в квадратурном модуляторе являются актуальными научными и техническими задачами.

Цель диссертации. Разработка и исследование устройства формирования узкополосных радиосигналов с низким уровнем искажений в квадратурном модуляторе, с использованием генератора модулирующих сигналов заданной частоты дискретизации, выполненного на основе алгоритма оптимальной интерполяции.

Задачи исследования. Поставленная цель достигается путём решения следующих задач:

1. Анализ принципов работы и методов функционирования устройств формирования узкополосных радиосигналов с низким уровнем искажений в квадратурном модуляторе.

2. Создание и исследование системы изменения частоты дискретизации с использованием алгоритма оптимальной интерполяции.

3. Разработка и создание универсального генератора модулирующих сигналов на основе системы изменения частоты дискретизации.

4. Определение степени влияния множителя интерполяции на параметры формируемых сигналов.

5. Разработка способа расширения полосы формируемого сигнала, основанного на применении полифазного разложения к системе изменения частоты дискретизации.

6. Создание и экспериментальное подтверждение работоспособности метода измерения и коррекции величин рассогласования амплитуды и фазы в квадратурном модуляторе.

Методы исследования. Для решения поставленных в работе задач применялись методы теории формирования радиосигналов, матричной алгебры, вычислительной математики, теории вероятности и математической статистики, методы математического моделирования и специализированных систем автоматического проектирования, цифровой обработки сигналов и экспериментальные исследования.

Научная новизна работы.

1. Предложена оригинальная структурная схема системы повышения частоты дискретизации, отличающаяся использованием алгоритма оптимальной интерполяции, возможностью выбора рационального множителя повышения частоты дискретизации, высоким уровнем подавления лишних копий сигнала и низкими требованиями к вычислительным ресурсам. Описаны принципы её работы.

2. Показано, что предложенная система повышения частоты дискретизации может быть использована для реализации устройств формирования сигналов, частота дискретизации которых изменяется в широком диапазоне частот с шагом, недостижимым для классических решений повышения частоты дискретизации сигналов в рациональное число раз.

3. Представлено ранее не рассматриваемое применение полифазного разложения к системе повышения частоты дискретизации с использование алгоритмов полиномиальной интерполяции.

4. Разработан новый метод измерения и коррекции рассогласования амплитуды и фазы в квадратурном модуляторе, отличающийся высокой точностью и ско-

ростью проведения измерений. Выполнен его анализ, описана стратегия выбора алгоритма проведения измерений величин рассогласования амплитуды и фазы в квадратурном модуляторе.

Теоретическая значимость работы. Полученные в диссертации результаты расширяют границы применимости теории формирования сигналов, заключающиеся в описании новых способов формирования сигналов с заданной частотой дискретизации на основе алгоритма оптимальной интерполяции, исследовании влияния глубины квантования коэффициентов интерполяционного фильтра, описании принципов функционирования системы повышения частоты дискретизации. А также в новом методе измерения величин рассогласования амплитуды и фазы в квадратурном модуляторе, позволяющем улучшить характеристики устройства формирования радиосигналов.

Практическая ценность работы.

1. С использованием предложенной системы повышения частоты дискретизации создано универсальное устройство формирования модулирующих сигналов с изменяемой частотой дискретизации для использования в составе генератора векторных сигналов, разрабатываемого в ЗАО «НПФ «Микран».

2. Созданная система повышения частоты дискретизации может быть использована при разработке передающих устройств, базовых станций и программно-определяемых радиосистем для формирования сигналов с заданной частотой дискретизации или устройств с динамическим изменением скорости передачи данных.

3. Предложена реализация накопителей с коррекцией ошибок, позволяющая разработать синтезатор прямого цифрового синтеза с нулевой абсолютной погрешностью установки частоты относительно опорного сигнала, а также делитель частоты с нулевой погрешностью для использования в системе фазовой автоподстройки частоты.

4. Разработанные методы измерения и коррекции рассогласований амплитуды и фазы в квадратурном модуляторе позволяют автоматизировать процесс калиб-

ровки передающих устройств, уменьшить время её выполнения и увеличить точность.

Достоверность полученных результатов. Достоверность созданной системы повышения частоты дискретизации подтверждается разработанным универсальным генератором модулирующих сигналов, его применением в составе генератора векторных сигналов и измерительного комплекса для анализа нелинейных искажений. Достоверность предложенного метода измерения и коррекции рассогласований амплитуды и фазы в квадратурном модуляторе подтверждается успешным применением его для коррекции искажений в устройстве формирования узкополосных радиосигналов во время экспериментальных исследований.

Апробация результатов. Основные результаты диссертационной работы представлены на VIII Международной научно-практической конференции «Электронные средства и системы управления» (г. Томск, 2012); Всероссийской научно-технической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых «Научная сессия ТУ СУР» (г. Томск, 2013); 14th International conference and seminar of young specialists on micro/nanotechnologies and electron devices (г. Новосибирск, 2013).

Реализация и внедрение результатов работы. Разработанный блок формирования модулирующих сигналов, а также методы измерения и коррекции искажений в квадратурном модуляторе использованы при разработке генератора векторных сигналов Г7М-06 в ЗАО «НПФ «Микран».

Основные положения, выносимые на защиту.

1. Предложенная система повышения частоты дискретизации использует меньшее число вычислительных ресурсов по сравнению с широко применяемыми решениями, основанными на расширении частоты дискретизации с последующей фильтрацией, при условиях одинакового подавления в полосе заграждения, неравномерности коэффициента передачи в полосе пропускания и множителе интерполяции более четырёх. Экономия вычислительных ресурсов по сравнению с фильтрами нижних частот с короткой импульсной характеристикой составляет 1,37 раз для множителя интерполяции, равного 4, и 171 раз для множителя интерполяции, равного 500.

2. Устройство формирования сигналов с требуемой частотой дискретизации, выполненное на основе предложенной системы интерполяции с рациональным множителем, обеспечивает возможность установки частоты дискретизации с шагом, недостижимым для классических систем, комбинирующих интерполяцию с прореживанием в целое число раз и использующих те же вычислительные ресурсы, что и предложенная система.

3. Применение предложенного метода коррекции искажений в квадратурном модуляторе позволяет сократить число измерений уровня нежелательной боковой полосы до двенадцати при величинах рассогласования амплитуды и фазы в пределах ±1 дБ и ±5 градусов. Количество измерений уровня нежелательной боковой полосы сокращается более чем в 40 раз по сравнению с существующими решениями, использующими итерационные методы, при абсолютной погрешности измерений величин рассогласования амплитуды и фазы менее 0,01 дБ и 0,05 град.

Публикации. По результатам проведенных исследований опубликовано 8 работ, в том числе 4 публикации в журналах из перечня ВАК, 2 публикации в сборниках международных конференций, из них 1 публикация индексируется в SCOPUS, 1 патент РФ на изобретение.

Личный вклад автора. Диссертация является итогом исследований автора, проводившихся совместно с сотрудниками ЗАО «НПФ «Микран» и ТУСУР. Все приведённые алгоритмы и методы разработаны лично автором. Опытные образцы устройств и программное обеспечение всех уровней разработано либо лично автором, либо с его непосредственным участием. Часть статей по теме диссертации написана без соавторов.

Структура и объем диссертации. Диссертация состоит из введения, четырёх глав, заключения, списка сокращений и условных обозначений, списка литературы и приложений. Объем работы составляет 112 страниц машинописного текста, включая 67 рисунков и таблиц, а также список литературы из 81 наименования.

Автор выражает благодарность своему руководителю профессору Гошину Г.Г. за поддержку и полезные советы.

1 Устройство формирования узкополосных радиосигналов: проблемы

разработки и создания

В настоящее время в России идет активное внедрение сетей 4-го поколения мобильной связи (технология LTE) и систем цифрового телевидения (технология DVB-T2), развитие систем глобального позиционирования (технология ГЛО-НАСС), широко используются мобильные сети 2-го и 3-го поколения (технологии GSM и 3G), системы беспроводной передачи информации в локальных сетях (технология WLAN) и другие. Большинство из них работают в диапазоне высоких и сверхвысоких частот и используют сигналы с полосами частот от единиц килогерц до сотен мегагерц. В разработке, производстве и эксплуатации радиосистем передачи информации необходимо контролировать множество параметров. Для этого создаются специализированные измерительные устройства. Одним из таких устройств является генератор векторных сигналов - универсальный прибор, предназначенный для формирования эталонных и точно искаженных сигналов.

Анализ показывает, что большинство радиосистем передачи информации работают в диапазоне частот от 54 МГц (технология WLAN, стандарт IEEE 802.1 laf) до 5875 МГц (технология WHDI) с полосой сигнала от 10 кГц (технология Tetrapol) до 160 МГц (технология WLAN, стандарт IEEE 802.1 lac). Поэтому генератор векторных сигналов должен быть широкополосным устройством, способным формировать достоверно точные узкополосные сигналы.

1.1 Анализ способов формирования узкополосных сигналов

Существует множество способов формирования узкополосных сигналов на высоких и сверхвысоких частотах. В большинстве из них лежит принцип, позволяющий представить узкополосный сигнал как линейную комбинацию двух составляющих [1]

S(t) = I(t)cos(co0t) + Q(t)sm{œ0t), (1.1)

и

где /(/) и Q(t) - синфазная и квадратурная составляющие узкополосного сигнала; cos(cûqî) и sin(ft)0?) - сигнатура и квадратура несущего сигнала.

Часто /(/) и Q{t) называют квадратурным сигналом или квадратурными составляющими сигнала, а сами они определяются формулами

I{t) = A{t)cos(p{t), (1.2)

Q{t) = A{t)smcp(t), (1.3)

где A(t) - амплитуда модулирующего сигнала; (p{t) - фаза модулирующего сигнала.

Формула (1.1) описывает узкополосный сигнал независимо от вида модуляции и реализуется в передающих устройствах с использованием квадратурных схем преобразования частоты (квадратурных модуляторов, КМ) [2, 3]. Квадратурный модулятор - устройство, преобразующее высокочастотный сигнал с использованием низкочастотных модулирующих сигналов (рисунок 1.1). На рисунке 1.1 обозначено: / и Q- низкочастотные входы синфазной и квадратурной составляющих сигнала; П - перемножитель; ФВ - фазовращатель; С - сумматор; Г - высокочастотный вход модулируемого сигнала гетеродина. Отметим, что за счёт балансной конструкции КМ не требует фильтрации зеркальной составляющей сигнала.

/

0_

Рисунок 1.1. Структурная схема квадратурного модулятора

Большинство передающих устройств выполняются на основе супергетеродинной схемы [4]. В супергетеродинном передающем устройстве (рисунок 1.2): ФС - формирователь цифровых сигналов; ЦАП - цифро-аналоговый преобразователь; Ф1 и Ф2 - восстанавливающие фильтры; ФЗ - фильтр промежуточной частоты (ПЧ); Ф4 - фильтр высокочастотного сигнала; МШУ - малошумящий уси-

литель; СМ - смеситель; Г1 и Г2 - первый и второй синтезаторы частоты. Синфазная и квадратурная составляющие сигнала формируются в цифровой форме с последующим преобразование в аналоговые с использование ЦАП. Квадратурный модулятор переносит сигнал на постоянную ПЧ, составляющие удвоенной и утроенной частоты ПЧ удаляются фильтром ФЗ. Нужная частота достигается за счет преобразования, выполняемого на смесителе СМ, с последующим подавлением ПЧ в фильтре Ф4.

км_

фз см ф4 мшу

Рисунок 1.2. Структурная схема супергетеродинного передающего устройства

В патенте компании Agilent Technologies Inc. [5] описывается генератор векторных сигналов, спроектированный по супергетеродинной схеме. Особенностью реализации является высокая ПЧ: частота гетеродина (Г1) существенно превышает максимальную частоту выходного сигнала. За счёт этого упрощаются требования к выходному фильтру Ф4. Он может быть реализован как ФНЧ с частотой среза, равной максимальной рабочей частоте прибора. С другой стороны, высокие рабочие частоты синтезаторов Г1 и Г2 существенно удорожают конструкцию.

Подобного недостатка лишены схемы с низкой ПЧ. Наиболее распространенные системы с низкой ПЧ строятся с использованием модуляции цифровых сигналов на требуемую цифровую ПЧ с последующим преобразованием в аналоговый сигнал посредству ЦАП [6, 7] (рисунок 1.3). Как правило, в таких системах ПЧ не превышает нескольких сотен мегагерц, а полоса сигнала - нескольких десятков мегагерц. Системы с более высокой ПЧ и более широкой полосой не выгодно делать из-за возрастающей стоимости и сложности.

В системах с низкой ПЧ актуальным является вопрос фильтрации зеркальных составляющих сигнала после преобразования вверх. Если при фиксированной частоте выходного сигнала вопрос решается расчётом или выбором единственного необходимого фильтра Ф2, то в широкополосной системе фильтр Ф2 представляет из себя совокупность фильтров, либо перестраиваемый фильтр. В современных генераторах для этих целей часто используются ЖИГ-фильтры [8]. К сожалению, ЖИГ-фильтры обладают высокой неравномерностью и непостоянством коэффициента передачи (КП) [9], которые достаточно трудно учесть и скомпенсировать. Тем не менее, система с низкой ПЧ показывает высокое качество формируемого сигнала без необходимости применения сложных схем коррекции и калибровки.

Ф1 СМ Ф2 МШУ

Рисунок 1.3. Структурная схема супергетеродинного передающего устройства с

низкой ПЧ

С развитием элементной базы стали широко использоваться широкополосные КМ, позволяющие упростить супергетеродинную схему до одного преобразования на КМ [10,11] (рисунок 1.4).

Ф1 км

ФС

ФЗ МШУ

Ф2

Рисунок 1.4. Структурная схема передающего устройства с непосредственной

модуляцией на высоких частотах

Диапазон рабочих частот некоторых КМ составляет от 50 МГц или 100 МГц до 6 ГГц (КМ производства Hittite Inc. [12] и Texas Instruments Inc. [13]), перекрывая приведенные выше требования по частотному диапазону генератора векторных сигналов.

Использование только одного преобразования на основе КМ и одного перестраиваемого синтезатора частот Г позволяет существенно упростить систему и уменьшить её стоимость. Передатчики на основе непосредственной модуляции на высоких частотах с использованием комплексных сигналов получили широкое распространение в передающих устройствах и программно-определяемых радиосистемах [6]. Единственный недостаток - искажение сигнала в КМ в силу его неидеальности [14]. Недостаток становится проблемой при работе в широком диапазоне частот. Решением может быть применение специальных методов коррекции и калибровки.

В последнее время востребованы устройства, основанные на прямом цифровом синтезе с частотами дискретизации сигналов до нескольких десятков гигагерц (рисунок 1.5). Такие устройства называются генераторами произвольных форм [15] и выпускаются фирмами Agilent Technologies Inc., Tektronix Inc. и др. В основном, они ориентированы на военное применение и обладают достаточно высокой стоимостью, но при этом формируют достоверно-точные широкополосные сигналы с минимальными искажениями полосой в несколько гигагерц.

Рисунок 1.5. Структурная схема генератора произвольных форм

Во всём многообразие структурных схем современных передающих устройств можно выделить передающие устройства с использованием непосредственной модуляции на высоких частотах (рисунок 1.4). Проведённый анализ показал, что это наиболее оптимальная схема с точки зрения используемых ресурсов, но требующая использования специальных схем коррекции и калибровки. В

Ф МШУ

дальнейшем проанализируем устройство отдельных блоков генератора векторных сигналов и рассмотрим особенности схем коррекции и методов калибровки.

1.2 Универсальный генератор модулирующих сигналов

Универсальный генератор модулирующих сигналов — устройство, предназначенное для формирования синфазной и квадратурной составляющих узкополосного сигнала. В целом, универсальный генератор модулирующих сигналов может быть как отдельным устройством [16-18], так и составной частью более сложной системы.

1.2.1 Структурная схема

Универсальный генератор модулирующих сигналов (рисунок 1.6) выполняется на основе технологии прямого цифрового синтеза и состоит из формирователя цифровых сигналов (ФС), одного или более ЦАП, восстанавливающего фильтра (ВФ) и генератор высокостабильной частоты (Г). В некоторых случаях может включать в себя усилители, аттенюаторы и схемы коммутации сигналов.

—-Чп

ФС

-ж

ЦАП)>—

вт

'б

Рисунок 1.6. Общая структурная схема генератора модулирующих сигналов

Форма сигнала задается блоком формирования сигналов с учетом имеющихся физических ограничений: разрядность и частота дискретизации ЦАП, производительность средств цифровой обработки сигналов (ЦОС), точность установки частоты дискретизации в генераторе и т.д. Большинство серийно выпускаемых универсальных генераторов модулирующих сигналов для генератора векторных сигналов [19, 20] позволяют формировать предварительно рассчитанные сигналы из памяти, белый шум, сигналы стандартной и специальной форм, сигналы циф-

ровых видов модуляций с заданной полосой и типом фильтра и т.д. При этом такие характеристики, как полоса формируемого сигнала, скорость следования символов, полоса среза цифрового фильтра напрямую определяются заданной частотой дискретизации. Рассмотрим принципы работы универсального генератора модулирующих сигналов с различными частотами дискретизации.

Наиболее простым и логичным способом изменения частоты дискретизации является изменение тактовой частоты ЦАП. Описание подобной реализации в генераторе векторных сигналов можно найти в патенте [5]. Основная идея метода заключается в перестраиваемом синтезаторе частот генератора, который задаёт необходимую частоту дискретизации. Для реализации подобной схемы необходимо чтобы такое изменение допускал используемый ЦАП. Для каждой частоты дискретизации определяется своя частота среза восстанавливающего фильтра, что накладывает требование на использование перестраиваемого восстанавливающего фильтра либо совокупности фильтров. Характеристики цифрового тракта напрямую зависят от частоты дискретизации, поэтому при использовании корректирующих частотную характеристику фильтров их параметры придётся каждый раз рассчитывать заново. Реализация перестраиваемых генератора и восстанавливающего фильтра приводит к существенному усложнению и удорожанию универсального генератора модулирующих сигналов. Применение интерполяционных ЦАП [21] несколько снижает требования к восстанавливающему фильтру за счёт избыточности частоты дискретизации в два, четыре или более раз, но не решает задачу в целом.

В поисках решения проблемы уменьшения стоимости и сложности универсального генератора модулирующих сигналов инженеры пришли к схемам с цифровым управлением, основанным на прямом цифровом синтезе [21]. На рисунке 1.7 число N задаёт шаг приращения в накопителе с переполнением, состоящем из сумматора и регистра. Если накопитель состоит, к примеру, из десяти бит, то в память записываются все 1024 значения исходного сигнала с частотой дискретизации Задавая число N равным десяти, из памяти будет считываться только каждое десятое значение с пропуском всех промежуточных. Схема широко при-

меняется в генераторах прямого цифрового синтеза. Не смотря на это, пропуск значений исходного сигнала не позволяет применять приведённую схему в универсальном генераторе модулирующих сигналов.

г

-^ ФВ

Регистр Г Память —» ЦАПу-> —►

Рисунок 1.7. Система прямого цифрового синтеза

Другим решением может стать применение специальных алгоритмов ЦОС для повышения частоты дискретизации (интерполяции) сигнала. Реализация подобной системы приведена в патенте [22]. Основная идея заключается в использование фиксированной частоты генератора, фиксированных параметров восстанавливающего фильтра, а для формирования необходимой частоты дискретизации используются только методы ЦОС. На рисунке 1.8 приведена одна из возможных реализаций, где Д - делитель частоты; ИФ - интерполяционный фильтр в N раз.

Рисунок 1.8. Структурная схема ГМС

Основная проблема заключает в используемом интерполирующем фильтре, который должен обеспечивать возможность повышения частоты дискретизации в рациональное число раз с высоким уровнем подавления сигнала в полосе запирания.

В приведённой реализации сигнал воспроизводится последовательно без пропуска точек. Характеристики системы определяются используемым способом реализации фильтра. В работе [23] приведено описание технологии «Тгие/ог/и»,

являющейся одной из возможных практической реализации структурной схемы, приведённой на рисунке 1.8, а также показано неоспоримое преимущество технологии «Ттие/огт» перед иными методами формирования сигналов с различной частотой дискретизации. Таким образом, формирование точных сигналов с заданной частотой дискретизации возможно путём применения специальных алгоритмов интерполяции сигнала и фиксированного высококачественного опорного генератора совместно с единственным восстанавливающим фильтром.

1.2.2 Анализ методов повышения частоты дискретизации

Один из самых распространенных методов интерполяции сигналов заключается в использование связки расширителя частоты дискретизации (экстрактора) с последующей фильтрацией [24]. На рисунке 1.9 представлена система интерполяции.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Абраменко, Александр Юрьевич, 2014 год

Список литературы

1. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: учебник для вузов / 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Высшая школа, 1988. - 448с.

2. Белов JI. Модуляторы сигналов сверхвысоких частот: основные классы / JI. Белов, А. Голубков, А. Кондратов, А. Карутин // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. - 2008. - №3. - С. 76-83.

3. Голуб В. Квадратурные модуляторы и демодуляторы в системах радиосвязи // Электроника: наука, технология, бизнес. - 2003. - №3. - С. 28-32.

4. Luzatto A. Wireless transceiver design / A. Luzatto, G. Shirazi. - John Wiley & Sons Inc., 2007. - 265 p.

5. Patent 44335180 US; 27.06.1989. Vector modulation signal generator / A.P. Edwards, D.R. Gildea, assignee Agilent Technologies Inc.

6. Kenington P.B. RF and baseband technique for software defined radio / Artech house, inc., 2005. - 336 p.

7. Гольцова M. Быстродействующие широкополосные ЦАП. Борьба на рынке коммуникационных систем усиливается // Электроника: наука, техника, бизнес. - 2001. - №2, С. 24-28.

8. Granieri M.N. A new breed of VXIbus microwave signal generator architecture. // VMEbus Systems Resource Guide. - 2006. - pp. 20-25.

9. Дроботун H. Стабилизация установки центральной частоты ЖИГ-фильтров в измерительных СВЧ-приборах компании «Микран» / Н. Дроботун, Н. Харитонов, Д. Янчук // Компоненты и технологии. - 2013. - №9. - С. 102-105.

10.Abidi A.A. Direct-Conversion Radio Transceivers for Digital Communications // IEEE Journal of solid-state circuits. - 1992. -№12, vol. 30. - pp. 1399-1410.

11.Cushing R. Single-sideband upconversion of quadrature DDS signals to the 800 to 2500MHz band // Analog Dialogue. - 2000. - №3, vol. 34. - pp. 1-5.

12. Specification HMC1097LP4E. Wideband direct quadrature modulator, 100-6000 MHz [Электронный ресурс]. - Режим доступа:

http://www.hittite.com/products/view.html/view/HMC1097LP4E, свободный (дата обращения: 23.09.2014).

13. Specifícation TRF370417. 50-MHz to 6-GHz quadrature modulator [Электронный ресурс]. - Режим доступа: http://www.ti.com/product/TRF370417, свободный (дата обращения: 23.09.2014).

14.Джан И. Баланс квадратурных составляющих и подавления зеркального канала в беспроводных передатчиках // Беспроводные технологии. - 2011. -№ 1.-С. 58-62.

15.Дьяконов В.П. Генерация и генераторы сигналов / В.П. Дьяконов. — М.: ДМК Пресс. - 2009. - 384 с.

16.Дьяконов В.П. Многофункциональные цифровые генераторы Rigol DG5000 // Компоненты и технологии. - 2010. - №10. - С. 148-150.

17.Дьяконов В.П. Многофункциональные цифровые генераторы Tektronix AFG3000 // Контрольно-измерительные приборы и системы. - 2006. - №6. -С. 22-28.

18. Дьяконов В. Развитие серии генераторов произвольных функций AFG3000 компании Tektronix и их применение // Компоненты и технологии. - 2009. -№11.-С. 143-263.

19. Specifícation MXG X-Series Vector Signal Generators N5182B [Электронный ресурс]. - Режим доступа: http://www.keysight.com/ru/pd-2115999-pn-N5182B/mxg-x-series-rf-vector-signal-generator, свободный (дата обращения: 23.09.2014).

20. Specifícation Rohde & Schwarz SMBV100A Vector Signal Generator [Электронный ресурс]. - Режим доступа: http://www.rohde-schwarz.com/en/product/smbvl00а, свободный (дата обращения: 23.09.2014).

21.Проектирование систем цифровой и смешанной обработки сигналов / под ред. Уолта Кестера. - М.: Техносфера, 2010. - 328 с.

22.Patent 6185594 US; 06.02.2001. Versatile signal generator / Howard E. Hilton, John H. Guilford, assignee Agilent Technologies Inc.

23.Reference guide. Agilent Fundamentals of Arbitrary Waveform Generation. A High Performance AWG Primer / Second edition, 2012. - 212 p.

24.0ппенгейм А. Цифровая обработка сигналов / А. Оппенгейм, P. Шафер / Издание 3-е, исправленное. - М.: Техносфера, 2012. - 1048 с.

25.Meyer-Baese U. Digital Signal Processing with Field Programmable Gate Arrays / Springer-Verlag Berlin Heidelberg, 2001. - 423 p.

26.Evangelista G. Design of Digital Systems for Arbitrary Sampling Rate Conversion / Signal Process. Elsevier, 2003. - Vol. 83, №2. - pp. 377-387.

27.Голденберг JI.M. и др. Цифровая обработка сигналов: Учеб. Пособие для вузов / Голденберг JI.M., Матюшкин Б.Д., Поляк М.Н. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 256 с.

28.Шелевицкий И.В. Интерполяционные сплайны в задачах цифровой обработки сигналов // EXPonenta Pro. Математика в приложениях. - 2003. - №4. -С. 42-53.

29.Rothacher F.M. Sample-Rate Conversion: Algorithms and VLSI Implementation: diss. ... for the degree of Doctor of technical sciences / Fritz Markus Rothacher. -1995.-167 p.

30.Kappeler R. Sample Rate Converter. 192kHz Stereo Sample Rate Conversion with B-Spline Interpolation / Kappler R., Grunert D. - ETH Zurich, 2004. -221 p.

31. Niemitalo O. Polynomial Interpolators for High-Quality Resampling of Oversampled Audio [Электронный ресурс]. - Режим доступа: http://vehar.com/blog/wp-content/uploads/2Q09/08/deip.pdf. свободный (дата обращения: 30.08.2014).

32.Patent 5859787 US. 12.01.1999. Arbitrary-ratio sampling rate converter using approximation by segmented polynomial functions / Wang A.L., Read B.S. , assignee Agilent Technologies Inc.

33.Patent 6518894 B2; 11.02.2003. Device and method for sampling rate conversion / Freidhof M., assignee Rohde & Schwarz CmbH & Co. KG.

34.Frank A. Arbitrary sample rate conversion with resampling filters optimized for combination with oversampling // IEE Workshop on Applications of Signal Processing to Audio and Acoustics (WASPAA). - 2011. - pp. 149-152.

35.Frank A. Efficient Algorithms for Arbitrary Sample Rate Conversion with Application to Wave Field Synthesis / Ph.D. thesis. - Ilmenau, Deutschland. - 2012. — 249 p.

36.Поляков B.T. Трансиверы прямого преобразования. - M.: ДОСААФ, 1984. -144 с.

37.Myllari О. Digital transmitter I/Q calibration: algorithms and real-time prototype implementation / Mater of Science Thesis, 2010.-126 c.

38.Kiayani A. Prototype implementation and RF performance measurements of DSP based transmitter I/Q imbalance calibration / A. Kiayani, L. Anttila, O. Myllari, M. Valkama // Communication Systems Networks and Digital Signal Processing (CSNDSP). - 2010. - pp. 484-489.

39.Faulkner M. Automatic adjustment of quadrature modulators / M. Faulkner, T. Mattson, W. Yates. // Electronics Letters. - 1991. - vol. 27. - pp. 214-216.

40. Yamaoka A. Experimental performance evaluation of IQ imbalance and DC offset estimation and compensation technique for 3GPP LTE base station / A. Yamaoka, K. Yamaguchi, J. Kato, Y. Tanabe // Microwave Symposium Digest (MTT). - 2010. - pp. 268-271.

41.Yamaoka A. A novel error separation technique for quadrature modulators and demodulators / A. Yamaoka, K. Yamaguchi // Radio and Wireless Symposium. -2007.-pp. 563-566.

42.Yamaoka A. Experimental performance evaluation of error estimation and compensation technique for quadrature modulators and demodulators / A. Yamaoka, K. Yamaguchi, I. Seto // Radio and Wireless Symposium. — 2008. - pp. 143-146.

43.Yamaoka A. Simplified temperature compensation technique for digital predistorter using fixed coefficients / A. Yamaoka, K. Yamaguchi, T. Tango, Y. Tanabe // Vehicular Technology Conference Fall (VTC 2010-Fall). - 2010. -pp. 1-5.

44.Yamaoka A. Performance of a frequency compensated EER-PA with memoryless DPD / A. Yamaoka, K. Yamaguchi, J. Kato, Y. Funahashi // Microwave Conference Proceedings (APMC). - 2010. - pp. 9-12.

45.Yamaoka A. An analysis of performance degradation of a memoryless DPD due to frequency response of an envelope amplifier in an EER Power Amplifier / A. Yamaoka, K. Yamaguchi, J. Kato, Y. Funahashi // Microwave Conference (EuMC). - 2010. - pp. 723-726.

46.Hilborn D.S. An adaptive direct conversion transmitter / D.S. Hilborn, S.P. Sta-pleton, J.K. Cavers // Vahicular Technology, IEE Transaction on. - 1994. -pp. 223-233.

47.Ding L. Compensation of frequency-dependent gain/phase imbalance in predistortion linearization systems / L. Ding, M. Zhengxiang, D.R. Morgan, M. Zierdt // Circuits and Systems I: Regular Papers. - 2008. - vol.55. - pp. 390-397.

48.Ding L. Frequency-dependent modulator imbalance in predistortion linerization systems: modeling and compensation / L. Ding, M. Zhengxiang, D.R. Morgan, M. Zierdt // Signals, Systems and Computers, 2004. Conference Record of the Thirty-Seventh Asilomar. - 2003. - vol. 1. - pp. 688-692.

49.Zhenqi C. Effects of LO phase and amplitude imbalances and phase noise on M-QAM transceiver performance / C. Zhenqi, F.F. Dai // Circuits and Systems. -2009. - pp. 197-200.

50.Kiayani A. Prototype implementation and RF performance measurements of DSP based transmitter I/Q imbalance calibration / A. Kiayani, L. Anttila, O. Myllari, M. Valkama // Communication Systems Networks and Digital Signal Processing (CSNDSP). - 2010. - pp. 484-489.

51.Anttila L. Frequency-Selective I/Q Mismatch Calibration of Wideband Direct-Conversion Transmitters / L. Anttila, M. Valkama, M. Renfors // IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs. - 2008. - vol. 55. - pp. 359-363.

52. Anttila L. Digital pre-distortion of power amplifier impairments in spectrally agile transmissions / L. Anttila, M. Valkama, Z. Fu, A.M. Wyglinski // Sarnoff Symposium (SARNOFF), IEEE. - 2012. - pp. 1-6.

53.Anttila L. Joint mitigation of power amplifier I/Q modulator impairments in broadband direct-conversion transmitters / L. Anttila, M. Valkama, P. Handel // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. - 2010. - vol. 58. -pp. 730-739.

54.Kiayani A. Hybrid time/frequency domain compensator for RF impairments in OFDM systems / A. Kiayani, L. Anttila, M. Valkama, Z. Yaning // Personal Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC), 2011 IEEE 22nd International Symposium. - 2011. - pp. 1948-1952.

55.Luo J. A novel adaptive calibration scheme for frequency-selective I/Q imbalance in broadband direct-conversion transmitters / J. Luo, A. Kortke, W. Keusgen, M. Valkama // IEEE Transaction on Circuits and Systems-II: Express Briefs. -2013.-Vol. 60.-pp. 61-65.

56.Boumaiza S. Block-wise estimation of and compensation for I/Q imbalance in direct-conversion transmitters / S. Boumaiza, S.A. Bassam, F.M. Ghannouchi // IEEE Transaction on Signal Processing. - 2009. - Vol. 57, is. 12. - pp. 49704973.

57.Boumaiza S. Digital predistortion challenges in the context of software defined transmitters / S. Boumaiza, F. Mkadem, M. Ben Ayed // General Assembly and Scientific Symposium, 2011 XXXth URSI. - 2011. - pp. 1-4.

58.Teikary I. Baseband digital predistorter with quadrature error correction / I. Teikary, J. Vankka, K. Halonen // Norchip Conference. - 2004. - pp. 159-169.

59.Teikary I. Digital predistortion linearization methods for RF power amplifiers / Doctoral dissertation, Helsinki University of Technology, 2008. - 227 p.

60.Федчун A.A. Преобразование квадратурных сигналов в диапазон сверхвысоких частот с одной боковой полосой // Радиоэлектроника, электротехника и энергетика: тез. докл. XIV Междунар. науч.-техн. конф. студентов и аспирантов. - М., 2008. - С. 30-32.

61.Федчун А.А. Формирование и прием радиосигналов с использованием квадратурных схем преобразования частоты: автореф. ... канд. техн. наук :

05.12.04 : защищена 07.09.10 / Федчун Андрей Александрович. - Таганрог, 2010.-16 с.

62.Georgiadis A. Gain, phase imbalance, and phase noise effects on error vector magnitude // IEEE Transaction on Vehicular Technology. - 2004. - Vol. 53. - pp. 443-449.

63.Chen Z. Effects of LO phase and amplitude imbalance and phase noise on M-QAM transceiver performance / Z. Chen, F.F. Dai // IEEE Transactions on Industrial Electronics.-2010.-Vol. 57. - pp. 1505-1517.

64.Волков K.B. Алгоритм тестирования цифрового радиочастотного оборудования / K.B. Волков, С.В. Мелихов // Доклады ТУ СУР. - 2011. - № 2 (24), ч.1.-С. 85-88.

65.Nash Е. Correcting Imperfections in IQ modulators to improve RF signal fidelity // Application Note AN-1039, Analog Devices. - 2009. - 8 p.

66.0perating and evaluating quadrature modulators for personal communication systems // Application Note 899, National Semiconductor. - 1993. - 10 p.

67.Cavers J. K. Adaptive compensation for imbalance and offset losses in direct conversion transceivers // IEEE Transactions on Vehicular technology. - 1993. -Vol. 42.-pp. 581-588.

68.Patent 8224269B2 US; 17.07.2012.Vector modulator calibration system / Jungerman R.L., Hoperaft G., Azary Z., assignee Agilent Technologies Inc.

69.Абраменко А.Ю. Исследование алгоритма оптимальной интерполяции и его аппаратно-программная реализация на ПЛИС // Электронные средства и системы управления: материалы докладов международной научно-технической конференции. - 2012. - Ч. 1. - С. 9-14.

70.Абраменко А.Ю. Структура универсального генератора сигналов / А.Ю. Абраменко, Г.Г. Гошин // Доклады ТУСУР . - 2013. - № 3 (29). - С. 5-9.

71.Abramenko A.Y. Measurement systems for the analysis of distortions caused by

the passage band signals through nonlinear devices / A.Y. Abramenko,

tii

G.G. Goshin, A.S. Vasiliev, N.N. Voronin // 14 International conference of

young specialists on micro/nanotechnologies and electron devices (EDM). -2013.-pp. 92-95.

72. Абраменко А.Ю. Измерительный комплекс для анализа искажений, возникающих при прохождении полосовых сигналов через нелинейные устройства / А.Ю. Абраменко, H.H. Воронин, Г.Г. Гошин // Доклады ТУ СУР. - 2014. -№1(31).-С. 11-15.

73.Пат. 2529445 РФ, МПК G01R 23/20. Способ определения нелинейных искажений преобразования полосовых сигналов объектом / А.Ю. Абраменко (РФ), A.C. Васильев (РФ), H.H. Воронин (РФ). - № 2013128963/28; заявл. 26.06.2013; опубл. 27.09.2014, Бюл. № 27. - 8 с.

74.Specification DAC AD9122 [Электронный ресурс]. - Режим доступа: http://www.analog.com/en/digital-to-analog-converters/high-speed-da-converters/ad9122/products/product.html, свободный (дата обращения: 23.09.2014).

75.3отов В. Особенности архитектуры нового поколения ПЛИС с архитектурой FPGA фирмы Xilinx // Компоненты и технологии. - 2010. - № 12. - С. 17-24.

76.Абраменко А.Ю. Компенсация дисбаланса квадратурного модулятора // Доклады ТУСУР. - 2011. - № 2 (24). - С. 21-24.

77.Абраменко А.Ю. Влияние дисбаланса квадратурных составляющих на качество сигнала в беспроводных передатчиках / А.Ю. Абраменко, Д.С. Данилов, С.А. Подлинное // Всероссийская научно-техническая конференция «Научная сессия ТУСУР-2013». - 2013. -4.1. - С. 26-29.

78.Абраменко А.Ю. Метод коррекции дисбаланса квадратурных составляющих в передающем устройстве / А.Ю. Абраменко, Г.Г. Гошин // Доклады ТУСУР. - 2014. - № 3 (33). - С. 5-10.

79.Specification PSA signal analyzer N4440A [Электронный ресурс]. - Режим доступа: http://www.keysight.com/ru/pd-1000003571 %3 Aepsg%3Apro-pn-E4440A/psa-spectrum-analyzer-3-hz-265-gh, свободный (дата обращения: 23.09.2014).

80.Farrow C.W. A continuously variable digital delay element // IEEE International Symposium on Circuits and Systems. - 1988. - Vol. 3. - pp. 2641-2645.

81.Pecot M. Xilinx's 20-nm ultrascale architecture advances wireless radio applications // Xcell journal. Solutions for a programmable world. - 2014. - Issue 87. -pp. 14-23.

Приложение А - Патент на изобретение

•К

НА НЗОБГИ ГНИГ

№ 2529445

СПОСОБ ОПРЕДЕЛЕНИЯ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ПОЛОСОВЫХ СИГНАЛОВ | " ^ ОБЪЕКТОМ

11ате1пообладатель(ли); Закрытое акционерное общество "Научно-производственная фирма "Микраи" (Яи)

¿\тор(ы):Абраменко Александр Юрьевич (1Ш), Васильев Андрей Сергеевич (Е11), Воронин Николай Николаевич (К11)

Заявка №2013128963 Приоритет изобретения 26 июня 2013 г. Зарегистрировано в Государственном реестре изобретении Российской Федерации 01 августа 2014 г. Срок действия патента истекает 26 июня 2033 г.

Врио руководителя Федеральной службы по интеллектуальной собственности

ЛЛ. Кирий

т

Ш

т

ш

российская федерация

(19)

1?и

(И)

2 529 445(,3) С1

о

ю чачао> сч ю сч

(51) МПК

вот 23/20 (2006.01)

федеральная служба по интеллектуальной собственности

42) ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ К ПАТЕНТУ

(21)(22) Заявка: 2013128963/28, 26.06.2013

(24) Дата начала отсчета срока действия патента: 26.06.2013

Приоритет(ы):

(22) Дата подачи заявки: 26.06.2013

(45) Опубликовано: 27.09.2014 Бюл.Х» 27

(56) Список документов, цитированных в отчете о поиске: ив 3810018 А 07.05.1974. и$ 2011! 48434 А1 23.06.2011. иэ 2009252342 А1 08.10.2009. Ш 5420516 А 30.05.1995.1Ш 2244314 С2 10.01.2005

Адрес для переписки:

634045, обл. Томская, г. Томск, ул. Вершинина, д. 47, ЗАО "НПФ "Микран", Патентный отдел

(72) Автор(ы):

Абраменко Александр Юрьевич (1Ш), Васильев Андрей Сергеевич (IIII), Воронин Николай Николаевич (1Ш)

(73) Патент «обладатель!и):

Закрытое акционерное общество "Научно-производственная фирма "Микран" (1Ш)

(54) СПОСОБ ОПРЕДЕЛЕНИЯ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ПОЛОСОВЫХ СИГНАЛОВ ОБЪЕКТОМ

(57) Реферат:

Способ относится к областям радиотехники и радионзмерений и может быть использован для определения искажений, возникающих при прохождении полосовых сигналов произвольной формы через нелинейные устройства. Способ включает воздействие на объект тестовым сигналом. Затем принимают от объекта выходной сигнал. Сравнивают тестовый сигнал с выходным сигналом посредством определения коэффициента пропорциональности. После приема от объекта выходного сигнала определяют прогнозируемый

выходной сигнал при линейном преобразовании тестового сигнала путем определения коэффициента пропорциональности и коэффициента фазовой коррекции посредством сравнения амплитуд и фаз тестового и выходного сигналов на временных участках малост налыюго режима работы объекта. После чего вычитают из выходного сигнала протнозируемый выходной сигнал. Технический результат заключается в повышен)»! точности определения нелинейных искажений. 4 ил.

70 С

ГО СП

го со

-Сь (Л

О

э

СИ

о

ю rr ч* 0> CM Ю IM

э к

30 С

M СП го <0

СП

О

russian federation

O

in

«a-o>

CM

m

CM

(.9, RU(.l)

2 529 445(l3) C1

(51) IntCl.

G01R 23/20 (2006.01)

federal service for intellectual property

(12) ABSTRACT OF INVENTION

(21)(22) Application: 2013128963/28, 26.06.2013

(24) Effective date for property rights: 26.06.2013

Priority:

(22) Date of filing: 26.06.2013

(45) Date of publication: 27.09.2014 Bull. № 27

Mail address:

634045, obL Tomskaya, g. Tomsk, ul. Vershinina, d. 47, ZAO "NPF "Mikran", Patentnyj otdel

(72) lnventor(s):

Abratnenko Aleksandr Ynrevich (RU), Vasilev Andrej Sergeevich (RU), Voronin Nikolaj Nikolaevich (RU)

(73) Proprietors):

Zakrytoe aktsionernoe obshchestvo "Nauchno-proizvodstvennaya firma "Mikran" (RU)

(54) METHOD OF DETERMINING NONLINEAR DISTORTIONS OF CONVERSION OF BAND-PASS SIGNALS BY OBJECT

(57) Abstract:

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: method relates to radio engineering and radar measurements and can be used to determine distortions arising when band-pass signals of an arbitrary form pass through nonlinear devices. The method includes subjecting an object to a test signal; receiving an output signal from the object; comparing the test signal with the output signal by determining a coefficient of proportionality; after receiving the output signal from the object, determining a predicted output signal with linear conversion of the test .signal by determining a coefficient of proportionality and a phase correction coefficient by comparing the amplitude and the phase of the test signal and the output signal at lime portions of the low-signal operating mode of the object; subtracting the predicted output signal from the output

signal.

EFFECT: high accuracy of determining nonlinear distortions. 4 dw;g

7

_6 /_

g BAii I 7 - 3

*um

O /?*>*>;

1. : y V ; .r

J" 'V, . L

Aum

illefiAl of

BU)

M

7J C

ro

Ol KÏ

to cn

o

nr.

i M

AU)

y

10

=5 CU

RU 2 529 445 CI

Способ определения нелинейных искажений преобразования полосовых сигналов объектом

Изобретение относится к областям радиотехники и радиоизмерений и может быть использовано для определения искажений, возникающих при прохождении полосовых сигналов произвольной формы через нелинейные устройства.

Известен вычислитель оценки нелинейных искажений (Патент RU №2255342, МПК G0IR 23/20, опубл. 27.06.2005 г.), выбранный в качестве прототипа, в котором раскрыт способ оценки нелинейных искажений преобразования сигналов тестируемого устройства, в котором тестовый и выходной сигнал исследуемого устройства сравнивают посредством определения коэффициента пропорциональности путем определения их отношения. Определение коэффициента пропорциональности происходит за счет использования блока деления. На его входы подают сигналы с входа и выхода тестируемого устройства, предварительно прошедшие через полосовые фильтры. При линейном преобразовании тестового сигнала в выходной сигнал коэффициент пропорциональности, полученный на выходе блока деления, представляет из себя постоянное напряжение, в противном случае, можно говорить о нелинейном преобразовании между сигналами, а следовательно, о нелинейных искажениях, вносимых тестируемым устройством.

Недостатком известного технического решения является большая вероятность ошибок при определении нелинейных искажений в случае, когда уровни сигнала близки к нулю, за счет сравнения тестового и выходного сигнала путем определения их отношения, а также за счет отсутствия фазовой коррекции.

Основная техническая задача, решаемая заявляемым изобретением, состоит в создании способа определения нелинейных искажений преобразования полосовых сигналов объектом с малой вероятностью ошибок.

Поставленная задача решается тем, что в способе определения нелинейных искажений преобразования полосовых сигналов объектом, включающем воздействие на объект тестовым сигналом, прием от объекта выходного сигнала, сравнение тестового сигнала с выходным сигналом посредством определения коэффициента пропорциональности, согласно предложенному решению после приема от объекта выходного сигнала определяют прогнозируемый выходной сигнал при линейном преобразовании тестового сигнала путем определения коэффициента пропорциональности и коэффициента фазовой коррекции посредством сравнения амплитуд и фаз тестового и выходного сигналов на временных участках малосигнального режима работы объекта, после чего вычитают из выходного сигнала прогнозируемый выходной сигнал.

Изобретение поясняется чертежами, где на фиг. I представлена структурная схема измерительного комплекса, используемого для экспериментальной реализации заявленного способа; на фиг. 2 - амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) тестового A(f) и выходного В(0 сигналов; на фиг. 3 - АЧХ прогнозируемого выходного сигнала

A*(f) и АЧХ нелинейных искажений выходного сигнала НИ(0; на фиг. 4 - модули комплексных огибающих тестового А(0, выходного B(t) и прогнозируемого выходного

А*(0 сигналов во временной области; на фиг. 2 и фиг. 3 в качестве аргумента f использована нормированная частота, равная разнице частоты сигнала f и частоты несущего колебания (ц.

Измерительный комплекс (фиг.1) состоит из векторного анализатора цепей (ВАЦ) I, квадратурного модулятора (М) 2 и персонального компьютера (ПК) 3. Основными узлами векторного анализатора цепей 1 являются генератор несущего колебания (ГН)

RU 2 529445 Cl

4, ответвитель сигнала 5, генератор промежуточной частоты (ГПЧ) 6, первый и второй смесители 7, первый и второй аналого-цифровые преобразователи (АЦП) 8, первый и второй измерительные порты 9, между которыми подключено исследуемое устройство (ИУ) 10.

Выход генератора несущего колебания 4 подключен к одному из входов квадратурного модулятора 2, выход которого подключен к входу ответвителя сигнала

5, один из выходов которого подсоединен к входу первого измерительного порта 9, а второй - к первому входу первого смесителя 7, выход которого подключен к входу первого аналого-цифрового преобразователя 8. Выходы генератора промежуточной частоты 6 подключены к вторым входам первого и второго смесителей 7. Выход второго измерительного порта 9 подключен к первому входу второго смесителя 7, выход которого подключен к входу второго аналого-цифрового преобразователя 8.

В предложенном варианте измерительного комплекса управление векторного анализатора цепей 1 и квадратурного модулятора 2 осуществляется с помощью персонального компьютера 3, Персональный компьютер 3 может являться внешним устройством, а может являться блоком векторного анализатора цепей 1. Квадратурный модулятор 2 может является как внешним блоком,так и быть встроенным в векторный анализатор цепей 1. Существует возможность модулировать как сигналы, переданные с персонального компьютера 3, так и сигналы, записанные ранее в память квадратурного модулятора 2, таким образом, исключая необходимость связи квадратурного модулятора 2 с персональным компьютером 3, В качестве ответвителя сигнала 5 можно использовать направленные ответвители или резистивные делители.

Сигнал с генератора несущего колебания 4 поступает на квадратурный модулятор 2, где происходит его модуляция, в соответствии с тем, какой сигнал используется в качестве тестового A (t). С квадратурного модулятора 2 тестовый сигнал А (0 поступает обратно в векторный анализатор цепей 1. Часть энергии тестового сигнала A (t) ответвляется при помощи ответвителя сигнала 5, переносится на промежуточную частоту при помощи смесителя 7 с последующей дискретизацией в первом аналого-цифровом преобразователе 8. Оставшаяся часть энергии тестового сигнала A (t) поступает с ответвителя сигнала 5 через первый измерительный порт 1 на исследуемое устройство 10. Выходной сигнал B(t) с исследуемого устройства 10 поступает на второй измерительный нор г 2, переносится на промежуточную частоту при помощи смесителя 7 и оцифровывается во втором аналого-цифровом преобразователе 8.

Способ реализуют следующим образом. Выходной сигнал B(t) сравнивают с тестовым A(t) на временных участках малосигнального режима работы исследуемого устройства 10 (фиг. 2). На основе этого сравнения получают коэффициент пропорциональности Кпр и коэффициент фазовой коррекции Дф, в результате чего получают прогнозируемый

выходной сигнал A*(t) (фиг. 3):

A*(t)=A(t)eiA<f.

Вычитая из выходного сигнала B(t) прогнозируемый выходной сигнал A (t), определяют уровень нелинейных искажений HH(t), вносимых исследуемым устройством 10 (фиг. 3).

Для оценки уровня нелинейных искажений, вносимых исследуемым устройством 10, как в полосе информационного сигнала, так и вне его полосы, используют преобразование Фурье, которое позволяет представить полученные данные в частотной области (фиг. 4).

1Ш 2529445 С1

Формула изобретения Способ определения нелинейных искажений преобразования полосовых сигналов объектом, включающий воздействие на объект тестовым сигналом, прием от объекта , выходного сигнала, сравнение тестового сигнала с выходным сигналом посредством определения коэффициента пропорциональности, отличающийся тем. что посте приема от объекта выходного сигнала определяют прогнозируемый выходной сигнал при линейном преобразовании тестового сигнала путем определения коэффициента пропорциональности и коэффициента фазовой коррекции посредством сравнения ю амплитуд и фаз тестового и выходного сигналов на временных участках

малосигнального режима работы объекта, посте чего вычитают из выходного сигнала прогнозируемый выходной сигнал.

1.1

70

23

30

V

40

45

1Ш 2529445 С1

-0,4 -0.2 0 0.2 0.4 Нор.мпрованая частота (Г-Гя), МГц

Фиг. 2

-0.4 -0.2 0 0.2 0.4 Нормирования частота (С-Г„), МГц

Фиг. 3

RU 2529445 Cl

Фиг. 4

(_ 112