Мощные биполярные СВЧ транзисторы с полосой рабочих частот, достигающей октавы тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.27.01, кандидат наук Евстигнеев, Дмитрий Андреевич

• Евстигнеев, Дмитрий Андреевич
• кандидат наук
• 2014

Оглавление диссертации кандидат наук Евстигнеев, Дмитрий Андреевич

Содержание

Введение

Научная новизна

Положения и выводы, выносимые на защиту

Глава 1. Обзор литературы и конструктивно-технологических особенностей проектирования современных мощных СВЧ транзисторов

1.1 Перспективы применения мощных биполярных СВЧ транзисторов в современных радиолокационных системах

1.2 Конструктивно-технологические особенности современных мощных биполярных СВЧ транзисторов

1.3 Источники положительной обратной связи в биполярных СВЧ транзисторах. Современные способы уменьшения обратной связи

1.4 Проблема поперечной неустойчивости мощных биполярных СВЧ транзисторов

1.5 Современные способы уменьшения потерь в согласующих цепях мощных СВЧ транзисторов

1.6 Обзор современных методов моделирования применительно к мощным широкополосным биполярным СВЧ транзисторам, работающим в нелинейном режиме. Проблема определения параметров модели мощных СВЧ транзисторов 23 Выводы

Глава 2. Двумерная транзисторная структура активной части мощного СВЧ транзистора как способ увеличения удельной выходной мощности

2.1 Топология двумерной элементарной транзисторной ячейки. Создание модели для описания работы данной структурой

2.2 Технология изготовления двумерной транзисторной структуры

2.3 Топология транзисторного кристалла. Статические и динамические параметры кристалла 37 Выводы

Глава 3. Внутренние цени для подавления обратной связи через емкость коллектор-эмиттер транзисторной структуры.

Выравнивание АЧХ транзистора в широкой полосе частот

Выводы

Глава 4. Интеграция внутренних цепей согласования как способ расширения рабочей полосы и снижения потерь транзистора.

Интеграция цепей подавления поперечной неустойчивости

Выводы

Глава 5. Поведенческое моделирование мощного СВЧ транзистора

5.1 Анализ предельных возможностей транзисторного СВЧ усилительного каскада в широкой полосе частот. Коррекция сверхширокополосной АЧХ

5.2 Анализ предельных возможностей транзисторного СВЧ усилительного каскада в полосе частот 1,0 - 2,9 ГГц

5.3 Оценка тепловой режимной устойчивости в нелинейном СВЧ режиме многоэмиттерного транзистора

5.4 Анализ эффекта динамического "пробоя" эмиттерного перехода в типовых режимах работы мощного усилительного каскада 94 Выводы

Глава 6. Практическая реализация мощных широкополосных усилителей в радиолокационной аппаратуре и опыт их

эксплуатации

6.1 Приемо-передающий модуль ППМ-4-1300-100

6.2 Передающий модуль ПМ-8-2800-40

6.3 Приемо-передающий модуль МППУ

6.4 Передающие модули УМ2150-700 и УМ2450-700

6.5 Блок Д1ГП02 - ОКР «Протокол-Е»

6.6 Приемопередающий модуль ППМ-Ь - ОКР «Попутчик» 110 Выводы

Заключение

Литература

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Мощные биполярные СВЧ транзисторы с полосой рабочих частот, достигающей октавы»

Введение

До недавнего времени мощные СВЧ транзисторы относили к принципиально узкополосным усилительным приборам. Такое положение было результатом накопленного эмпирического опыта, поскольку отсутствовала теоретическая основа для анализа работы транзисторного усилительного каскада в существенно нелинейном режиме, то есть при наличии отсечки коллекторного тока в одной части периода несущей частоты и при попадании рабочей точки в область квазипасыщения в другой части периода. Даже по прошествии нескольких десятков лет после появления мощных биполярных СВЧ транзисторов лучшие зарубежные разработчики и производители приборов такого класса выпускают транзисторы с полосой рабочих частот в лучшем случае порядка 20 % при уровнях выходной импульсной мощности в несколько сотен ватт [1-3]. Это явилось фактором, ограничивающим системные задачи для различных устройств, включающих мощные передающие тракты.

Определенный прорыв был осуществлен сотрудниками ОАО «НПГ1 «Пульсар» [4-7]. Расчетным путем, а затем экспериментально был реализован мощный транзисторный усилитель в полосе частот, достигающей половины октавы (1.0 - 1.5 ГГц), при выходной импульсной мощности транзисторного каскада более 300 Вт.

В настоящей работе представлено исследование предельных широкополосных возможностей приборов этого класса и показана возможность расширения полосы рабочих частот до октавы без существенного проигрыша по достигнутому уровню мощности. Совершенно очевидно, что решение поставленной задачи опирается на целый ряд сопутствующих факторов.

Первым из них является конструкторское и технологическое направление с целыо повышения граничной частоты и удельной выходной мощности, приходящейся на единицу выходной емкости транзистора.

Вторым фактором является оптимальный синтез элементов схемы усилительного каскада, реализующего возможности транзистора. Этот фактор многоплановый. Первая его часть предполагает введение специальной цепи для формирования отрицательной обратной связи в виде индуктивности, вводимой между коллектором и эмиттером. Это сулит выравнивание АЧХ каскада в широкой полосе частот. Вторая часть схемной

составляющей сводится к введению широкополосных цепей согласования, интегрированных внутри корпуса транзистора. Это направление позволяет не только оптимизировать цепи согласования, по и снизить общие габариты усилительного каскада, что оказывается востребованным для многих перспективных применений.

Третий фактор связан с обеспечением подавления поперечной неустойчивости в многокристальном СВЧ транзисторе. Задача состоит в том, чтобы обеспечить надежное подавление поперечной неустойчивости без ущерба для широкополосных возможностей транзистора.

Поставленная задача представляется актуальной, поскольку широкополосный тракт в современных системах связи и радиолокации может обслуживать несколько функционально отличных подсистем, что существенно снизит массогабаритные характеристики системы в целом.

Помимо реализации мощного транзисторного усилительного каскада с полосой рабочих частот, достигающей октавы, в работе рассматривается ряд вопросов, косвенно относящихся к поставленной задаче, но показывающие специфику разработки и эксплуатации исследуемых транзисторов и усилительных каскадов на их основе.

Отдельный аспект работы связан с попыткой чисто расчетной модельной оценки перспектив дальнейшего расширения полосы рабочих частот транзисторного каскада. Такая задача оправдана тем обстоятельством, что экспериментальное исследование оказывается трудоемким и дорогостоящим, поэтому их целесообразно планировать лишь оценив реакцию разработчиков систем по поводу практической востребованности подобных приборов.

Научная новизна:

1. Разработан транзисторный кристалл с двумерной равномерной структурой, обладающей повышенным отношением выходной мощности к емкости коллектора ценой возможной неравномерности распределения тока по периметру активной структуры. Создана модель, описывающая работу предложенной структуры с учетом ее специфических особенностей. Проведена количественная оценка эффективности работы такой структуры с использованием специально разработанной оригинальной программы анализа эксплуатационных параметров усилительного каскада.

2. С помощью модельного анализа и полномасштабного эксперимента показана возможность выравнивания АЧХ транзистора в широкой полосе частот путем введения цепи индуктивной компенсации емкости коллектор-эмиттер транзисторного кристалла, реализуемой внутри корпуса транзистора.

3. Предложена структура транзисторного кристалла с резистивными элементами для подавления поперечной неустойчивости. Разработана оригинальная конструкция транзисторного кристалла такого типа.

4. Разработана конструкция мощного широкополосного транзистора, реализующая совокупность перечисленных новаций в полном объеме.

5. На экспериментально изготовленных транзисторах, частично реализующих конструктивные предложения автора, экспериментально подтверждена возможность получения выходной импульсной мощности 200 Вт в полосе рабочих частот 1,0 - 2,0 ГГц, что не имеет аналогов в отечественной и зарубежной технике.

6. Впервые показана возможность получения высокой выходной импульсной мощности (до 150 Вт) в полосе частот, превышающей октаву, для транзисторного СВЧ усилительного каскада.

Положения, выносимые на защиту:

Мощный биполярный СВЧ транзистор при оптимальном проектировании транзисторного кристалла и согласующих цепей может обеспечивать полосу рабочих частот, превышающую октаву.

- Применение топологии двумерной транзисторной структуры позволяет получать плотность импульсной мощности не менее 500 Вт/мм2 в Ь-диапазоне и 300 Вт/мм в 8-диапазоне.

Индуктивная компенсация положительной обратной связи, обусловленной емкостью коллектор-эмиттер, приводит к расширению полосы рабочих частот и существенно улучшает равномерность работы транзистора в полосе частот.

- Применение специализированных многозвенных внутренних цепей согласования транзистора позволяет уменьшить потери и повысить воспроизводимость энергетических параметров в полосе частот.

- В мощном биполярном СВЧ транзисторе подавление поперечной неустойчивости возможно без ухудшения широкополосных свойств.

Глава 1

Обзор литературы и конструктивно-технологических особенностей проектирования современных мощных СВЧ транзисторов

Поставленная задача определения предельных широкополосных возможностей мощных биполярных СВЧ транзисторов требует привлечения разнородной информации относительно конструкции и технологии изготовления транзисторов, с одной стороны, и специфики схемотехнического использования этих приборов - с другой стороны.

Первая часть исключительно объемна сама по себе. Мы видим источники, описывающие типовые структуры мощных СВЧ транзисторов, наиболее распространенные в современной практике [8-10].

Вторая часть отражена в мировой литературе несравненно слабее и объективно это связано со сложностью нелинейных процессов, протекающих в транзисторе в типовом режиме. Здесь будут в основном описаны результаты, полученные специалистами ФГУП «НПП «Пульсар» в последние годы. Перечень работ уже упоминался [4-7].

На грани упомянутых разделов информации находится специфическая область, связанная с эффектами поперечной неустойчивости в мощном СВЧ транзисторе. Здесь также будут использованы результаты, достигнутые во ФГУП «НПП «Пульсар» [11,12].

Особняком стоит также значительный объем информации о работах, посвященных оптимизации входной цепи широкополосного усилительного каскада [13-16]. Целый ряд результатов согласуется с нашими результатами. Это касается использования «холодного» резонанса входной цепи, а также рекомендаций по снижению потерь при согласовании входа транзистора. Некоторое удивление вызывает постановка подобных работ в отрыве от оптимизации выходных цепей, что является, по нашему убеждению, главным фактором реализации широкополосного транзисторного усилителя.

Следующий раздел, отчасти примыкающий к упомянутой первой части, отчасти - ко второй части, связан с программными инструментами анализа и проектирования транзисторной структуры [17, 18] и инструментами анализа и синтеза усилительного каскада [19-21].

В части моделирования технологического процесса создания транзисторной структуры имеется громадное количество работ, их обзор будет свернут к системе, которая была использована в настоящей работе для определения параметров структуры, недоступных измерению в наших конкретных условиях. В этом направлении нам оказали большую помощь сотрудники центра проектирования ОАО «НПП «Пульсар» под руководством Савченко Е.М.

1.1 Перспективы применения мощных биполярных СВЧ транзисторов в современных радиолокационных системах

На сегодняшний день существуют три основных типа мощных СВЧ транзисторов, работающих в Ь- и Б-диапазонах частот. Это биполярные кремниевые транзисторы, кремниевые полевые ЬОМОЗ-транзисторы и очень активно развивающиеся в последнее время НЕМТ-транзисторы на нитриде галлия.

До недавнего времени кремниевые биполярные транзисторы являлись, по сути, единственными элементами для построения передающих модулей как в Ь-, так и в Б-диапазонах частот, выдержав конкуренцию в 80-х годах прошлого века с транзисторами на арсениде галлия. В 90-х годах двадцатого века активно велись разработки транзисторов на карбиде кремния, однако технологические сложности при работе с этим, обладающим уникальными свойствами материалом, оказались непреодолимыми, и па сегодняшний день карбид кремния применяется лишь в качестве подложки для СаН-транзисторов. Кремниевые транзисторы характеризуются высокой плотностью мощности в импульсном режиме (при длительностях импульса до 100 мкс), а также простотой применения при работе в классе "С". Простота и компактность согласующих цепей и цепей питания обусловила применение кремниевых биполярных транзисторов в огромном количестве радиолокационных систем [22].

Основным недостатком кремниевых биполярных транзисторов является резкая зависимость уровня выходной импульсной мощности от длительности импульса (при работе с импульсами более 100 мкс), обусловленная положительной температурной обратной связью эмиттерного перехода. Например, типовой биполярный транзистор Ь-диапазона с выходной мощностью 400 Вт с длительностью импульса 100 мкс при

увеличении длительности до 1 мс способен устойчиво отдавать лишь 150 Вт. Таким образом, для создания эффективных систем, работающих с длинными импульсами и малыми скважностями, предпочтительно использовать транзисторы, изготовленные по МОП-технологии.

В начале 2000-х годов появилась LDMOS-технология [23], позволившая создавать полевые кремниевые транзисторы для работы в L- и S-диапазонах частот. Помимо того, что LDMOS-транзисторы лишены положительной температурной обратной связи, конструкция кристалла LDMOS-транзистора имеет более распределенную структуру, чем структура биполярного кристалла, что снижает тепловое сопротивление транзистора. Все это сделало применение LDMOS-транзисторов для систем с энергетически напряженными режимами работы более предпочтительным [24, 25]. Однако, более сложная схема включения, а также достаточно большая инерционность при разработке новой аппаратуры, обусловленная многими объективными факторами, не привели к активному использованию LDMOS-транзисторов в современных передающих модулях. Главной причиной этого явилось то, что уже через несколько лет после появления LDMOS-транзисторов появились НЕМТ-транзисторы на нитриде галлия [2631], превосходящие их по многим параметрам, обладая при этом всеми преимуществами по сравнению с биполярными транзисторами. И теперь взгляды многих разработчиков аппаратуры направлены именно на GaN-транзисторы.

В таблице 1.1 представлены параметры лучших на сегодняшний день биполярных кремниевых транзисторов и GaN-транзисторов в L- и S-диапазонах частот.

Таблица 1.1- сравнение параметров современных кремниевых и ваЫ-

транзисторов Ь- и 8-диапазонов частот.

Тип Полоса Выходная Коэффициен КПД, Длительность

транзистора частот, ГГц импульсная мощность, Вт т усиления, ДБ % импульса, мкс /скважность, ед.

1В1214М375 1.2- 1.4 375 8.7 60 300/10

(биполяр)

ЮЫ1214М250 1.2- 1.4 290 17.8 66 300/10

(ОаЫ)

ССНУ14500 1.2- 1.4 500 17.0 61 500/10

(ОаТ^)

1В1011Ь470 1.03 - 1.09 520 10.2 57 32/1.5

(биполяр)

ЮШОПЬбОО 1.03-1.09 540 21 68 32/1.5

(йаМ)

1В101181500 1.03-1.09 1430 10 50 10/100

(биполяр)

1В2729М170 2.7- 2.9 190 9.5 50 100/10

(биполяр)

ЮШ729М500 2.7- 2.9 500 12 62 300/10

(ОаЫ)

Из данных, представленных в таблице 1.1, отчетливо видно, что параметры ваМ-транзисторов в 8-диапазоне уже настолько превосходят параметры транзисторов биполярных, что, скорее всего, во всех новых разработках аппаратуры, работающих в этом диапазоне частот, будут применяться именно ОаЫ-транзисторы.

Для транзисторов, работающих в Ь-диапазоне, все не так очевидно. В радиолокационном диапазоне частот 1.2 - 1.4 ГГц уровень выходной импульсной мощности для лучших на сегодняшний день ваМ-транзисторов лишь не намного больше, чем у биполярных транзисторов, КПД ОаИ-транзисторов тоже не сильно превосходит КПД биполярных транзисторов. Существенно больший коэффициент усиления ОаЫ-транзисторов, позволяющий уменьшить количество каскадов внутри передающего модуля, является весомым аргументом в основном для бортовой аппаратуры, жестко ограниченной по габаритным размерам. Для наземных радиолокационных систем этот проигрыш в усилении биполярных транзисторов не является

критичным. С другой стороны, биполярные транзисторы обладают существенным преимуществом по простоте использования в аппаратуре, как по части цепей согласования, так и по части цепей питания. На наш взгляд, массовый переход на ваМ-транзисторы для этого диапазона частот начнется, если уровень их выходной мощности будет вдвое выше, чем у биполярных транзисторов. Кроме того, стоит отметить, что в этом диапазоне массово выпускаются усилители мощности для АФАР с выходной импульсной мощностью 100 - 200 Вт на канал, и перевод их на баИ-транзисторы, как нам кажется на данный момент, ни технически, ни экономически не целесообразен.

Что касается элементной базы для систем опознавания, работающих с короткими импульсами (до 10 мкс) в диапазоне частот 1.03 - 1.09 ГГц, то имея широкую гамму биполярных транзисторов для этих систем [32], ведущие мировые производители даже не приступают к разработкам ОаИ-транзисторов для их замены. Единственным исключением является транзистор, предназначенный для работы в режиме-8-ЕЬМ (пачка из 48 импульсов длительностью 32 мкс с паузами 16 мкс с периодом повторения 24 мс), где применение ваМ-транзисторов оправдано энергетически напряженным режимом.

В отечественной практике востребованы широкополосные системы опознавания, одновременно обслуживающие и отечественную аппаратуру в диапазоне частот 1.45 - 1.55 ГГц и международную в диапазоне 1.03 - 1.09 ГГц. Созданы, в том числе и с моим участием, биполярные мощные транзисторы с выходной импульсной мощностью более 300 Вт, способные обеспечивать такую полосу рабочих частот. Реализация такой полосы и выходной мощности на Са1Ч-транзисторах - еще нерешенная задача.

Таким образом, считаю, что биполярные транзисторы будут и дальше активно применяться при разработке новых изделий для систем опознавания, а также для создания новых АФАР радиолокационных систем Ь-диапазона.

1.2 Конструктивно-технологические особенности современных мощных биполярных СВЧ транзисторных кристаллов.

При разработке транзисторного кристалла необходимо, в первую очередь, выбрать тип транзисторной структуры. Исторически, для биполярных транзисторов применялись различные варианты транзисторных структур [9], отличающихся взаимным расположением эмиттерных и подконтактных р+ областей, однако основным типом транзисторной структуры в современных приборах является «гребенчатая» структура, в которой эмиттерные области и области подконтактного р+-слоя имеют вид полосок, регулярно чередуясь. При этом и эмиттерные и р-н-базовые полоски целиком покрыты металлом. Структура СВЧ транзистора с "гребенчатой" конфигурацией показана на рисунке 1.1.

Рисунок 1.1— структура СВЧ транзистора с "гребенчатой"

конфигурацией

Отношение периметра эмиттера к площади коллектора в гребенчатой структуре составляет 2/(шаг транзисторной структуры) мкм"1. Основное ограничение уменьшения шага связано со сложностью создания металлизации ТьРС-Аи (такая система металлизации является единственно используемой при создании современных мощных биполярных СВЧ транзисторов [33]) суммарной толщиной 0.8 - 1.2 мкм. На сегодняшний день, благодаря современным технологиям изготовления кремниевых приборов,

удается воспроизводимо получать структуры транзисторов с шагом до 5 мкм, а при таком шаге отношение периметра эмиттера к площади коллектора составляет 0.4 мкм"1. Основными достоинствами данной структуры являются малая удельная емкость и высокая равномерность работы эмиттерного перехода.

Следующим, после выбора геометрии транзисторной ячейки, встает вопрос о расположении транзисторных структур на кристалле и об его размерах. Основным вариантом для современных транзисторов является размещение на кристалле двух транзисторных структур шириной от 50 до 100 мкм. Их расположение, а также топология металлизации показаны на рисунке 1.2. Структуры располагаются зеркально относительно центра (по узкой стороне) кристалла.

верхний уровень базовой

структуры металлизации резисторы

Рисунок 1.2 — типовое расположение транзисторных структур на кристалле в современных биполярных СВЧ транзисторах

Существует два варианта создания металлизации для такой структуры: с применением одного или двух уровней металлизации. На рисунке 1.2 показан более современный вариант с применением двух уровней металлизации, где нижний уровень служит для разводки внутри транзисторной структуры, а на верхнем уровне организованы контактные площадки под сборку и токоведущие шины, причем контактные площадки частично располагаются над транзисторной структурой. Применение двухуровневой металлизации позволяет, во-первых, снизить значения

емкостей коллектор-база и коллектор-эмиттер, а во-вторых уменьшить ширину транзисторного кристалла по сравнению с применением одноуровневой металлизации.

Типовые размеры современных кристаллов с таким расположением транзисторной структуры составляют 0,5 ->0,8 мм (ширина) и 1,5-3,5 мм (длина), при этом типовая удельная импульсиая мощность составляет 30-60 Вт на миллиметр длины кристалла при длительностях импульса до 300 мкс.

Для этой конструкции существует два примерно равноценных варианта расположения транзисторных структур на кристалле: с одним расположенным в центре рядом эмиттерных контактных площадок и двумя рядами базовых площадок по краям кристалла, либо, наоборот, с одним рядом базовых площадок в центре и двумя рядами эмиттерных площадок по краям.

Основными технологическими направлениями при создании кремниевых биполярных СВЧ транзисторных кристаллов являются:

- повышение отношения периметра эмиттера к площади коллектора;

- повышение граничной частоты;

- снижение значений паразитных емкостей коллектор-база, коллектор-эмиттер и эмиттер-база;

- повышение пробивного напряжения коллектор-база;

- снижение потерь в металлизации;

- уменьшение неравномерности работы транзисторной структуры;

- подготовка обратной стороны кристалла для улучшения качества напайки кристалла в корпус.

Повышение отношения периметра эмиттера к площади коллектора достигается применением современного технологического оборудования, в частности установок проекционной фотолитографии с разрешением 0,25 мкм. Основное ограничение уменьшения шага, как уже было сказано выше, связано со сложностью создания металлизации с тем же шагом, что и у транзисторной структуры, и на сегодняшний день удается воспроизводимо получать структуры транзисторов с шагом 5 мкм.

Повышение граничной частоты обеспечивается, главным образом, уменьшением толщины активной базовой области, которая па сегодняшний день составляет 0,12 - 0,20 мкм. Для создания таких тонких эмиттерных и

базовых слоев (толщина эмиттерной области в современных транзисторах также не превышает значение 0,20 мкм) применяются процессы ионного легирования мышьяком (для создания эмиттера) и бором (для создания активной базы) с последующими термическими отжигами легирующих примесей.

Снижение значений паразитных емкостей коллектор-база, коллектор-эмиттер достигается несколькими путями. Во-первых, применением эпитаксиальных пленок с увеличенным значением удельного сопротивления высокоомной эпитаксиальиой области. Естественно, это ведет к снижению критического тока, однако при этом растет значение пробивного напряжения коллектор-база и, соответственно, появляется возможность повышения напряжения питания транзисторов. На сегодняшний день значения удельного сопротивления эпитаксиальиой области коллектора составляют от 1,3 до 2,0 Ом*см. Во-вторых, уменьшение значений коллекторной емкости достигается путем создания дополнительного изолирующего слоя диэлектрика в местах предполагаемого размещения токоведущих дорожек и контактных площадок эмиттерной и базовой металлизации. И, наконец, практически во всем современных транзисторах применяется двухуровневая металлизация с максимально возможным размещением контактных площадок под сборку и токоведущих шин непосредственно над транзисторной структурой. Снижение емкости эмиттер-база достигается уменьшением ширины эмиттера до значений 0,8 - 1,0 мкм, а также уменьшением концентрации примеси в пассивной базовой области.

Повышение пробивного напряжения коллектор-база достигается путем создания охранного кольца по периметру транзисторной структуры. Охранное кольцо создается путем ионного легирования бором с последующим высокотемпературным отжигом в окислительной среде. Типовые значения поверхностного сопротивления охранного кольца составляют 1,5 - 2,0 кОмЛИ при глубине перехода охранного кольца 1,5 - 2,0 мкм. Кроме того, как уже было сказано, повышение пробивного напряжения достигается увеличением удельного сопротивления эпитаксиальиой области коллектора. Для современных транзисторов значения пробивного напряжения коллектор-база составляют 80 - 100 В.

Снижение потерь в металлизации, а также уменьшение неравномерности работы транзисторной структуры достигается использованием двухуровневой системы металлизации титан-платина-золото.

Подготовка обратной стороны кристалла для улучшения качества напайки кристалла в корпус состоит в том, что на обратную сторону кремниевой пластины напыляют систему металлизации [34], обычно титан-золото. Наличие золота на обратной стороне кристалла существенно снижает вероятность получения транзисторов с повышенными значениями теплового сопротивления при напайке кристалла в корпус. Основная сложность процесса нанесения металла на обратную сторону состоит в том, что толщина кремниевой пластины (после травления обратной стороны) не превышает 100 мкм. Однако применение современного технологического оборудования позволяет оперировать с такими тонкими пластинами, и все современные кристаллы изготавливаются с металлизированной обратной стороной.

1.3 Источники положительной обратной связи в биполярных СВЧ транзисторах. Современные способы уменьшения обратной связи.

В биполярных СВЧ транзисторах источником положительной обратной связи являются два элемента - емкость коллектор-эмиттер транзисторных кристаллов, а также индуктивность проводников, соединяющих базовые контактные площадки кристаллов с корпусом во входной цепи транзистора.

Емкость коллектор-эмиттер состоит из двух составляющих - не зависящей от напряжения емкостью между эмиттерной металлизацией и лежащей под ней областью коллектора и зависимой от напряжения емкостью р-n перехода стабилизирующих резисторов в эмиттерной цепи. Емкость между эмиттерной металлизацией и коллектором можно разбить на две составляющие - емкость металлизации, ведущей от стабилизирующих резисторов к транзисторной структуре и емкость токоведущих шин и контактных площадок под сборку эмиттерной металлизации, поскольку способы уменьшения этих емкостей различаются. Для уменьшения первой составляющей необходимо, во-первых, уменьшать расстояние между диффузионным стабилизирующим резистором и транзисторной структурой (в современных кристаллах это расстояние не превышает 15 мкм), а во-

вторых, увеличивать толщину диэлектрика между металлом и кремнием (типовая толщина диэлектрика составляет 1,5 - 2,0 мкм). Для уменьшения емкости токоведущих шин и контактных площадок используют описанную выше систему двухуровневой металлизации с максимально возможным расположением шип и площадок непосредственно над транзисторной структурой. Типовое значение удельной не зависящей от напряжения емкости коллектор-эмиттер современных кристаллов с двухрядной структурой составляет 1,0-1,5 пФ на миллиметр длины кристалла.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Евстигнеев, Дмитрий Андреевич, 2014 год

Список литературы

[1] http://www.integratech.com/index.html

[2]http://www.microsemi.com/product-directory/rf-microwave-a-millimeter-wave/1617-rf-transistors

[3] http://www.macomtech.com/rf-power-transistors-si

[4] A.A. Евстигнеев. Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук «Моделирование, синтез и реализация мощных широкополосных СВЧ транзисторных усилителей в существенно нелинейном режиме».

[5] B.J1. Аронов, A.A. Евстигнеев. Биполярные транзисторы в квазилинейных высокоэффективных усилителях мощности. // Электронная промышленность, 1998, №3-4.с.63-68.

[6] B.JI. Аронов, A.A. Евстигнеев. Моделирование мощного биполярного транзистора в усилительном режиме с учетом квазипасыщения. М.: Электронная техника. Сер. II, 2005, №1-2, с. 24-33.

[7] A.A. Евстигнеев. Мощный широкополосный усилитель для комплексированных систем радиолокации и связи. // Электронная техника. Сер. 2. Полупроводниковые приборы, 2009, вып. 2, с. 73-77.

[8] В. И. Никишин и др. Проектирование и технология производства мощных СВЧ-транзисторов // М.: Радио и связь, 1989, 145 с.

[9] 10. Завражнов, И. Каганова, Е. Мазель, А. Миркин. Мощные высокочастотные транзисторы. Радио и связь, 1985.

[10] Новые биполярные и полевые транзисторы: Справочник / А.К. Бельков и др.; Под редакцией Б.Л. Перельмана. МП "Символ-Р" и редакция журнала "Радио", -1993. -96 с.

[11] В.Л. Аронов. Анализ явлений поперечной неустойчивости в мощных СВЧ транзисторах. Электронная техника. Сер. И,. 2007, №2, с.65-75.

[12] В.Л. Аронов, В.И. Диковский. Мощный СВЧ-транзистор. Патент на изобретение РФ № 2226307, приоритет от 22.01.2001.

[13] Б.К. Петров, О.М. Булгаков, Г.А. Осецкая. Потери мощности во входной согласующей цепи каскада ВЧ (СВЧ) транзисторного усилителя на рабочей частоте // Вестник ВГУ, Серия: Физика, математика, 2005 № 2.

[14] Б.К. Петров, О.М. Булгаков. Минимизация потерь во входной широкополосной согласующей цепи мощного ВЧ (СВЧ) транзистора // Вестник ВГУ, Серия: Физика, математика, 2004, № 2, с. 72—77.

[15] Булгаков О.М., Петров Б.К. Мощный широкополосный ВЧ и СВЧ транзистор. Патент на изобретение РФ № 2192692, приоритет от 11.03.2001.

[16] Булгаков О.М., Петров Б.К. Мощный СВЧ транзистор. Патент на изобретение РФ № 2216073, приоритет от 10.11.2002.

[17] А. Курушин, В. Разевиг. Современное программное обеспечение для проектирования электронных устройств СВЧ // САПР и графика, 1998, №7, с. 6-11.

[18] A.C. Ребров. Обзор коммерческих программных комплексов автоматизированного проектирования твердотельной электроники СВЧ // Материалы конференции.- Севастополь, 11-15 сентября, 2000, с. 145-147.

[19] Ю.В. Потапов. СВЧ-моделирование с помощью программы CST Microwave Studio, Electronic Design Automation. EDA Express. -2000. №2. -C.12-14.

[20] Microwave Office -Vol.4. Quick Start Guide, 2001, 106 p.

[21] С. Маас. Нелинейный анализ в СВЧ-проектировании (по материалам фирмы AWR) // Инженерная микроэлектроника, -1998, Декабрь, № 2, с. 30-34.

[22] Д. Кертис. Разработка многокаскадных усилителей класса С для импульсных радарных применений // Современная электроника, 2007, № 1.

[23] Г. Фармикоун и др. Технология мощных СВЧ LDMOS-транзисторов для радарных передатчиков L-диапазона и авиационных применений // Компоненты и технологии, 2007, № 10.

[24] В. Battaglia, J. Burger, J. Titizian. Эволюция технологии радарных систем S-диапазона: уменьшение общей стоимости за счет увеличения степени интеграции. Пример Integra Technologies // Компоненты и технологии, 2009, № 12.

[25] С. Дидилов. Мощные LDMOS-транзисторы: преимущества и области применения // Компоненты и технологии, 2002, № 2.

[26] А. Васильев, 10. Колковский, Ю. Концевой. СВЧ приборы и устройства на широкозонных полупроводниках, Москва: Техносфера, 2011, 416 с.

[27] И. Викулов, Н. Кичаева. GaN - технология - новый этап развития СВЧ-микросхем - ЭЛЕКТРОНИКА - НТБ, 2007, №4, с. 80-85.

[28] С. Campbell et al. A Wideband Power Amplifier MMIC Utilizing GaN on SiC I-ffiMT Technology. - IEEE Journal of Solid-State Circuits, 2008, v.43, № 10, p. 2640-2643.

[29] Данилин В., Жукова Т. и др. Транзистор на GaN. Пока самый "крепкий орешек". - ЭЛЕКТРОНИКА: НТБ, 2005, №4, с. 20-29.

[30] Y.-F. Wu, A. Saxler et al. 30W/mm GaN HEMTs by Field Plate Optimization. - IEEE Electron Device Letters, Vol. 25, No. 3, March 2004, p. 117.

[31] E. Harvard, R. Brown, J.R. Shealy. Performance of AlGaN/GaN high-electron mobility transistors with AlSiN passivation // IEEE Transactions on Electron Devices, 2011, Vol .58, no. 1, p. 87-94.

[32] http://www.integratech.com/avionics-datasheets_integra.html

[33] M.H. Гришаков. Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических паук «Анализ отказов и разработка технических мероприятий по повышению надежности СВЧ твердотельных модулей для радиолокационных станций»

[34] Д. Бондарь. Ультратонкие пластины как тенденция развития полупроводниковых технологий // Технологии в электронной промышленности, 2012, № 8.

[35] В.И. Диковский, А.С. Евстигнеев. Повышение выходной мощности генераторных СВЧ-транзисторов, предназначенных для работы в широком диапазоне частот // Радиотехника и электроника, 1982, том XXVII, № 12, с. 2408-2414.

[36] Аронов В.Л., Евстигнеев А.С., Евстигнеева Г.В., Русаков Е.О., Диковский В.И. Мощный СВЧ-транзистор (варианты). Патент на изобретение РФ № 2054756, приоритет от 25.12.1992.

[37] Н. К. Gummel and Н. С. Poon, "An Integral Charge Control Model of Bipolar Transistors", Bell Syst. Tech. J., May 1970, vol. 49, pp. 827 - 852.

[38] P. Antognetti, G. Massobrio Semiconductor device modeling with SPICE. - McGraw-Hill, 1988.

[39] C.C. McAndrew, J.A. Seitchik, D.F. Bowers et al. VBIC95, the Vertical Bipolar Inter-Company Model // IEEE Journal of Solid-State Circuits. - 1996 - V. 31 -№ 10.-P. 1476- 1483.

[40] http://www.nxp.com/models/bi_models/mextram/

[41] http://www.iee.et.tu-dresden.de/iee/eb/hic_new/hic_doc.html

Digest of Technical Papers., 1995 Symposium. Publication Year: 1995 , Page(s): 121 - 122

[52] Heeres, R.M.; Visser, H.A.; Versleijen, M.P. An accurate large-signal model for a high-efficient Si bipolar GSM power transistor . Microwave Symposium Digest, 2001 IEEE MTT-S International. Volume: 2. Publication Year: 2001 , Page(s): 975 - 978 vol.2.

[53] Berger, D.; Cell, D.; Schroter, M.; Malorny, M.; Zimmer, Т.; Ardouin, B. IilCUM parameter extraction methodology for a single transistor geometry.

Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting, 2002. Proceedings of the 2002 Publication Year: 2002 , Page(s): 116-119.

[54] Fregonese, S.; Lehmann, S.; Zimmer, Т.; Schroter, M.; Celi, D.; Ardouin, В.; Beckrich, H.; Brenner, P.; Kraus, W. A computationally efficient physics-based compact bipolar transistor model for circuit Design-part II: parameter extraction and experimental results., IEEE Transactions on Electron Devices. Volume: 53 , Issue: 2 Publication Year: 2006 , Page(s): 287 - 295.

[55] Sheridan, D.C.; Murty, R.M.; Newton, K.M.; Johnson, J.B.; Generation and integration of scalable bipolar compact models [HBT example]. Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology, 2004. Proceedings of the 2004 Meeting Publication Year: 2004 , Page(s): 132 - 139.

[56] Xiangkun Zhang; Chau, F.; Lin, В.; Xiaopeng Sun; Wenlong Ma; Hu, P.; Jingshi Yao; Chien-Ping Lee; A scalable high power nonlinear HBT model for a 28V HVHBT Microwave Symposium Digest, 2008 IEEE MTT-S International. Publication Year: 2008, Page(s): 1413 - 1416.

[57] Аронов B.JI., Евстигнеев Д.А. Мощный биполярный СВЧ-транзистор (варианты). Патент на изобретение РФ № 2308120, приоритет от 10.01.2006.

[58] Евстигнеев Д.А. Мощный биполярный СВЧ-транзистор. Патент на полезную модель № 128009, приоритет от 18.01.2013.

[59] Евстигнеев Д.А. Мощный биполярный СВЧ-транзистор. Патент на полезную модель № 132257, приоритет от 18.01.2013.

[60] Аронов В.Л., Евстигнеев Д.А., Корепков И.В. Моделирование тепловой режимной неустойчивости в структуре мощного СВЧ биполярного транзистора в существенно нелинейном режиме. // Электронная техника. Сер. 2. Полупроводниковые приборы, 2012. - Вып. 2. - с. 9-17.

[42] J. Verspecht, "Black Box Modelling of Power Transistors in the Frequency Domain,"Conference Record of the INMMC 1996 Workshop -Duisburg (Germany).

[43] Polyharmonic distortion modeling .Verspecht; Root, D.E.; Microwave Magazine, IEEE Volume: 7, Issue: 3 Digital Object Identifier: 10.1109/MMW.2006.1638289 Publication Year: 2006, Page(s): 44 - 57.

[44] J. Wood and D. E. Root, Eds., Fundamentals of Nonlinear Behavioral Modeling for RF and Microwave Design. Norwood, MA: Artech House, 2005.

[45] New techniques for non-linear behavioral modeling of microwave/RF ICs from simulation and nonlinear microwave measurements Root D.E.; Wood J.; Tufillaro N.; Design Automation Conference, 2003. Proceedings Publication Year: 2003, Page(s): 85-90.

[46] Verspecht J., Schreurs D., Barel A., Nauwelaers B. Black box modelling of hard nonlinear behavior in the frequency domain. Microwave Symposium Digest, 1996, IEEE MTT-S International. Volume: 3. Publication Year: 1996, Page(s): 1735 - 1738.

[47] Van Rijs F., Bertonnaud S., Vanoppen R., Dekker R. RF power large signal modeling with MEXTRAM. Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting, 1996, Proceedings of the 1996. Publication Year: 1996, Page(s): 57 - 60.

[48] Biondi, T. Privitera, G. Arnaud, C. Carbonero, J.L. Palmisano, G. Large-signal source/load-pull verification of an ST-SPICE Gummel-Poon model for RF silicon power bipolar transistors. Electron Devices for Microwave and Optoelectronic Applications, 2002. EDMO 2002. The 10th IEEE International Symposium. On page(s): 196 - 201.

[49] Shirokov, M.S.; Cherepko, S.V.; Xiaohang Du; Kwang, J.C.M.; Teeter, D.A.; Large-signal modeling and characterization of high-current effects in InGaP/GaAs HBTs Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on Volume: 50, Issue: 4 Publication Year: 2002 , Page(s): 1084 - 1094.

[50] Malladi, R.M.; McPartlin, M.; Joseph, A.; Lafontaine, H.; Doherty, M. Large Signal Modeling of High Efficiency SiGe HBTs for Power Amplifier Applications. Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting, 2007. BCTM '07. IEEE. Publication Year: 2007 , Page(s): 58 - 61.

[51] Fuse, T.; Shuto, Y.; Oowaki, Y. An accurate quasi-saturation BJT model for very-high-frequency analog/digital applications. VLSI Circuits, 1995.

[61] Аронов В.JT., Синкевич В.Ф., Евстигнеев Д.А. Обратимая деградация мощных СВЧ транзисторов. // Тезисы доклада XI научно-технической конференции. «Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА», Дубна. - 2012. - стр. 197.

[62] Евстигнеев A.C., Евстигнеев Д.А. Восьмиканальный мощный передающий модуль S-диапазона. // Электронная техника. Сер. 2. Полупроводниковые приборы, 2011. - Вып. 1.-е. 74-80.

[63] Аронов В.Л., Диковский В.П., Евстигнеев A.C., Евстигнеев Д.А. Мощный СВЧ транзистор: три схемы включения. // Электронная техника. Сер. 2. Полупроводниковые приборы, 2005. Вып. 1-2. - с. 3-12.

[64] Аронов В.Л., Евстигнеев Д.А. Перспективы создания широкополосных мощных усилительных трактов L-диапазона на кремниевых транзисторах. // Тезисы доклада XII научно-технической конференции «Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА», Москва. - 2013. - стр. 43.

[65] Евстигнеев Д.А., Лысаковский Б.А., Пазинич Л.М. Современное состояние и пути развития производства мощных СВЧ транзисторов L- и S-диапазонов на ФГУП «ГЗ «Пульсар». // Тезисы доклада IV научно-технической конференции «Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА», Владимир. - 2007. - стр. 73.

[66] Евстигнеев Д.А., Аронов В.Л., Евстигнеев A.C., Подадаева A.A., Поляков С.А. Модернизация мощного модуля бортовой АФАР L-диапазона. // Тезисы доклада IX научно-технической конференции «Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА», Звенигород. - 2010. -стр. 38.

[67] Вишневский Е.Г, Евстигнеев Д.А. Усилитель мощности для наземных станций ВРЛ УВД двойного назначения. // Тезисы доклада IX научно-технической конференции. «Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА», Звенигород. - 2010. - стр. 108.

[68] Григорян P.M., Евстигнеев Д.А., Евстигнеев A.C. Восьмиканальный мощный передающий модуль S-диапазона. // Тезисы доклада IX научно-технической конференции. «Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА», Звенигород. - 2010. - стр. 35.