Методы снижения амплитудно-фазовой нестабильности мощных твердотельных широкополосных СВЧ усилительных каскадов в нелинейном режиме тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.27.01, кандидат наук Емельянов Борис Вячеславович

• Емельянов Борис Вячеславович
• кандидат наук
• 2022

Оглавление диссертации кандидат наук Емельянов Борис Вячеславович

Введение

Глава 1. Анализ факторов, влияющих на амплитудно-фазовую нестабильность и методов их исследований. Методика оценки амплитудно-фазовой нестабильности. Стенды измерения амплитудно-фазовой

нестабильности

1.1. Анализ существующих методов оценки амплитудно-фазовой

нестабильности

1.1.1. Метод оценки нестабильности по отклонению амплитуды и фазы от среднего значения

1.1.2. Метод оценки нестабильности по отклонению амплитуды и фазы от импульса к импульсу

1.1.3. Метод спектрального анализа

1.2. Основные факторы, влияющие на амплитудно-фазовую нестабильность

1.2.1. Саморазогрев транзистора

1.2.2. Нестабильность напряжения питания усилительных каскадов

1.2.3. Эффект ловушек

1.3. Модели транзисторов, для теоретического расчёта амплитудно-фазовой нестабильности

1.4. Программа расчёта амплитудно-фазовой нестабильности

1.5. Стенды измерения амплитудно-фазовой нестабильности усилителей

мощности

Выводы по главе

Глава 2. Метод снижения амплитудно-фазовой нестабильности каскада путём формирования критериев годности и технических требований транзисторов и источников питания

2.1. Влияние эффекта саморазогрева на амплитудно-фазовую нестабильность

2.2. Исследование влияния флуктуации напряжения питания на амплитудно-фазовую нестабильность

2.3. Исследование влияния эффекта ловушек на нестабильность усилителей

мощности

Выводы по главе

Глава 3. Методы снижения амплитудно-фазовой нестабильности разогревающим предварительным импульсом и коррекцией амплитуды и фазы сигнала

3.1 Коррекция амплитудно-фазовой нестабильности

3.2 Метод снижения амплитудно-фазовой нестабильности разогревающим

предварительным импульсом

3.3. Метод снижения амплитудно-фазовой нестабильности коррекцией амплитуды

и фазы сигнала

Выводы по главе

Глава 4. Усилители мощности, разработанные с применением методов снижения амплитудно-фазовой нестабильности

4.1. Усилитель мощности интегральный УМИ-2800-800м «Сопка-УМИ»

4.2. Усилители мощности УМИ-2800-1200, УМИ-3000-1200

4.3. Приёмопередающий модуль ППМ-2900-1000

Выводы по главе

Выводы и основные результаты

Заключение

Публикации по теме диссертации

Литература

Приложение 1. Код программы модели биполярного СВЧ транзистора

Приложение 2. Код программы расчёта амплитудно-фазовой нестабильности. 115 Приложение 3. Часть кода программы модели НЕМТ транзистора с эффектами ловушек

Список сокращений

В данной диссертации использовались следующие сокращения: РЛС - радиолокационная станция СДЦ - селекция движущихся целей СВЧ - сверхвысокая частота ДПФ - дискретное преобразование Фурье БПФ - быстрое преобразование Фурье

ТВПЭ, НЕМТ- транзистор с высокой подвижностью электронов

ОаЫ - нитрид-галлиевый полевой транзистор

КПД - коэффициент полезного действия

АФН - амплитудно-фазовая нестабильность

ЧПК - череспериодная компенсация

КСВ - коэффициент стоячей волны

АРУ - автоматическая регулировка усиления

БП - блок питания

АФАР - активная фазированная антенная решётка

Введение

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Методы снижения амплитудно-фазовой нестабильности мощных твердотельных широкополосных СВЧ усилительных каскадов в нелинейном режиме»

Актуальность темы исследования

С развитием средств связи, навигации и радиолокации требуются всё более сложные сигналы. Но при работе с более сложными сигналами нестабильность фазы и амплитуды сильно влияет на качество сигнала, что в свою очередь приводит к повышенным требованиям к приёмной и передающей радиоаппаратуре. Например, для корректной работы системы селекции движущихся целей (СДЦ), в радиолокационных станциях (РЛС) предъявляются требования к уровню флуктуации амплитуды и фазы от импульса к импульсу [1].

Долгое время критерием оценки вносимого изменения в сигнал усилителем являлись фазовые и амплитудные шумы передатчика [2; 3]. Измерения данных шумов проводятся на периодическом сигнале. Например, для измерения амплитудного и фазового шума усилителя, используется периодическая последовательность радиоимпульсов с одинаковой длительностью и периодом повторения [4; 5]. Но большинство радиосигналов современных средств связи и радиолокации имеют апериодическую структуру [6; 7; 8], и такие показатели как амплитудный и фазовый шум [9], не могут в полной мере охарактеризовать влияние на изменение фазы и амплитуды усилителя мощности, поскольку есть факторы, влияние которых на амплитуду и фазу сигнала зависит от формы предшествующего сигнала. Данные факторы создают эффекты памяти усилителей мощности [10; 11].

Для характеризации влияния шумов и эффектов памяти на сигналы РЛС был введён параметр - амплитудно-фазовая нестабильность [12]. Данный параметр характеризует изменение амплитуды и фазы от импульса к импульсу и в полной мере отображает влияние флуктуации амплитуды и фазы на сигналы РЛС.

Хотя проблема амплитудно-фазовой нестабильности уже достаточно давно поднимается в литературе по радиолокации [1,13], исследования по поиску методов снижения амплитудно-фазовой нестабильности появились сравнительно недавно. Недавнее появление исследований на данную тему обусловлено

освоением применения мощных GaN [14] транзисторов в оконечных усилителях мощности радиолокационных станций. GaN транзисторы, по сравнению с кремниевыми биполярными и LDMOS транзисторами, обладают множественными преимуществами [15], такими как высокая удельная выходная мощность, высокий КПД, большая допустимая рабочая температура перехода и радиационная стойкость. Но в транзисторах с высокой подвижностью электронов, в том числе и GaN транзисторах присутствует эффект ловушек (эффект коллапса тока) [16; 17]. Из-за данного эффекта изменяется проводимость канала сток-исток и данное изменение носит инерционный характер [18], что приводит к эффектам памяти усилителей на GaN транзисторах [19]. Из-за данного эффекта амплитудно-фазовая нестабильность усилителей на GaN транзисторах значительно ниже, чем у аналогичных усилителей на кремниевых биполярных и LDMOS транзисторах, что в свою очередь побудило исследования амплитудно-фазовой нестабильности GaN транзисторов [20; 21]. Также появлялись попытки поиска методов снижения амплитудно-фазовой нестабильности, например Carlos G. Tua-Martinez в своей научной работе предлагает формировать сигналы с предискажениями в генераторе РЛС, на основе поведенческой модели усилителей мощности [22]. Pedro M. Tomé предлагает компенсировать амплитудно-фазовую нестабильность при помощи управления смещением затвора транзистора, например используя поведенческую модель транзистора формировать компенсированный сигнал смещения затвора [23], или открывать транзистор перед каждым радиоимпульсом для «разогрева» транзистора, как предлагает Julien Delprato [24]. Также Damian McCann и Changru Zhu предлагают корректировать фазу и амплитуду непосредственно в усилителе, при помощи встроенного цифрового контроллера, в который записана поведенческая модель усилителя [25].

Но большинство предложенных методов требуют изменения в конструкции радиолокационной станции, что не всегда возможно. Остальные методы требуют цифровую систему обработки сигналов в самом усилителе, что отрицательно скажется как на массогабаритные показатели модуля, так и на его цену.

Методы снижения нестабильности, разработанные в ходе работы над диссертацией, предполагают отсутствие изменений в конструкции РЛС, применение данных методов не повлияет на массогабаритные характеристики усилителей и минимально скажется на итоговой цене усилителя мощности. Также в диссертации рассматривается вопрос амплитудно-фазовой нестабильности усилителей мощности на основе кремниевых биполярных транзисторов. Всё вышеизложенное говорит о безусловной актуальности работы.

Целью работы является разработка методов снижения амплитудно-фазовой нестабильности мощных твердотельных широкополосных СВЧ усилительных каскадов в нелинейном режиме и создание усилительного каскада с низкой АФН.

Для достижения поставленных целей в работе были решены следующие задачи:

1. Анализ исследований амплитудно-фазовой нестабильности твердотельных усилительных каскадов.

2. Разработка методики оценки влияния АФН:

• математическое моделирование кремниевых биполярных и GaN НЕМТ транзисторов для исследования влияния различных факторов на стабильность усилительного каскада

• разработка алгоритма и программы оценки АФН

• создание измерительного стенда

3. Исследование влияния основных факторов на АФН усилительных каскадов и их классификация.

4. Разработка методов компенсации амплитудно-фазовой нестабильности усилительных каскадов.

5. Создание усилителей с низкой амплитудно-фазовой нестабильностью с компенсацией и без.

Научная новизна работы заключатся в:

1.Исследовании влияния эффектов памяти на амплитудно-фазовую нестабильность импульсных твердотельных усилителей мощности.

2. Впервые проведены исследования влияния на АФН эффекта саморазогрева и флуктуации напряжения питания СВЧ кремниевых биполярных транзисторов.

3. Впервые теоретически разработаны и практически реализованы методы компенсации амплитудно-фазовой нестабильности:

- метод коррекции фазы и амплитуды входного радиосигнала,

-метод разогревающего предварительного импульса,

-метод снижения АФН усилительного каскада путём формирования

критериев годности и технических требований транзисторов и источников питания.

Практическая значимость работы:

1. Разработан усилитель с низкой амплитудно-фазовой нестабильностью УМИ-2800-800м на биполярных СВЧ транзисторах, который применяется в качестве оконечного усилителя мощности трассового радиолокационного комплекса (ТРЛК) 12А6 «Сопка-2».

2. Разработан усилитель с низкой амплитудно-фазовой нестабильностью УМИ-2800-1200 на полевых GaN СВЧ транзисторах, который применяется в качестве оконечного усилителя мощности модификации трассового радиолокационного комплекса (ТРЛК) 12А6 «Сопка-2».

3. Разработан приёмопередающий модуль с низкой амплитудной нестабильностью ППМ-2900-1000 на биполярных СВЧ транзисторах, который применяется в качестве оконечного приёмопередатчика в РЛС с АФАР [26].

3. Разработаны и внедрены методы снижения амплитудно-фазовой нестабильности мощных твердотельных широкополосных СВЧ усилительных каскадов в нелинейном режиме.

Методы исследования

Поставленные в работе задачи решались с использованием теоретических и экспериментальных методов исследования.

Для теоретического исследования влияния различных факторов на АФН в среде Matlab была доработана модель биполярного СВЧ-транзистора с учётом эффекта саморазогрева на основе модели [27]. Для GaN HEMT транзисторов применялась среда схемотехнического и электромагнитного моделирования AWR Microwave Office [28]и Micro-Cap [29]. Для численного расчёта АФН в среде Matlab [30] была разработана программа расчёта нестабильности по результатам моделирования транзисторов. Анализ влияния систем компенсации нестабильности производился в среде AWR Microwave Office и Micro-Cap.

Экспериментальные исследования проводились на анализаторе сигналов Rohde&Schwarz FSW50 и FSWP26. Данный анализатор позволяет напрямую измерять вносимую АФН усилителей мощности. Было произведено макетирование систем компенсации АФН.

Основные положения и результаты, выносимые на защиту

1. 1. Разработанная методика оценки амплитудно-фазовой нестабильности позволяет учитывать и числено оценить влияние фактора саморазогрева транзистора, фактора флуктуации напряжения питания и эффекта ловушек на амплитудно-фазовую нестабильность усилительных каскадов.

2. Метод снижения АФН усилительного каскада путём формирования критериев годности и технических требований транзисторов и источников питания определяет параметры узлов усилительных каскадов с низкой АФН и позволяет увеличить уровень подавления сигналов от неподвижных целей до 30 раз.

3. Метод снижения АФН разогревающим предварительным импульсом выравнивает начальные условия первого радиоимпульса в пачке с последующими, тем самым уменьшая влияние эффектов памяти на амплитудно-фазовую нестабильность сигнала. Данный метод позволяет снизить нестабильность сигнала на 10-15 дБ.

4. Метод снижения АФН коррекцией амплитуды и фазы сигнала основан на схеме моделирующей влияние эффектов памяти на амплитуду и фазу выходных радиоимпульсов. Данная схема управляет линейным фазовращателем и узлом АРУ, тем самым компенсируя изменение амплитуды и фазы сигнала от импульса к импульсу. Благодаря компенсации амплитудно-фазовая нестабильность снижается на 15 дБ.

5. В усилительном каскаде на биполярных транзисторах метод снижения АФН путём формирования критериев отбора транзисторов и источников питания и метод коррекции амплитуды и фазы сигнала позволил изменить нестабильность с -45 дБ до -55 дБ. В усилительном каскаде на GaN транзисторах метод снижения АФН коррекцией амплитуды сигнала и метод предварительного разогревающего импульса позвонил снизить амплитудно-фазовую нестабильность с -35 дБ до -55 дБ. Что позволило данному усилителю по уровню нестабильности сравняться с лучшим (по нестабильности) усилителям мощности. Данный показатель АФН практически равен уровню нестабильности генератора и приёмного тракта современных РЛС.

Степень достоверности и апробация полученных результатов

Достоверность теоретических расчётов обеспечивается использованием общепринятых принципов расчёта и моделирования: расчёт эквивалентной схемы моделей транзисторов осуществлялся при помощи решения дифференциальных уравнений, описывающих данную эквивалентную схему, данный способ многократно и успешно применяется для расчётов СВЧ транзисторов [27]. Методы оценки АФН при помощи преобразования Фурье были предоставлены разработчиками РЛС и схожи с алгоритмами СДЦ, которые применяются в локаторе [31].

Достоверность полученных результатов подтверждается

экспериментальными исследованиями. Экспериментальные исследования проводились на аттестованном и поверенном анализаторе сигналов

Rohde&Schwartz FSWP26 [32] и FSW50 и непосредственно в радиолокационных станциях.

Материалы, полученные в ходе работы над диссертацией, докладывались автором на международном форуме «Микроэлектроника» в 2015 и 2019 году, на всероссийской научно-технической конференции «Твердотельная электроника». Сложные функциональные блоки РЭА» в 2015 и 2017 году и на научно-технической конференции ПАО «НПО «Алмаз» - «Радиолокация - современные вызовы и решения» в 2019 году.

Глава 1. Анализ факторов, влияющих на амплитудно-фазовую нестабильность и методов их исследований. Методика оценки амплитудно-фазовой нестабильности. Стенды измерения амплитудно-фазовой

нестабильности.

1.1. Анализ существующих методов оценки амплитудно-фазовой нестабильности.

Принятые радиосигналы радиолокационных станций (РЛС) содержат в себе отражения как от нужных целей (например самолёты), так и от неподвижной подстилающей поверхности (рельефы местности, отражение от воды) [33]. Сигналы отражённые от неподвижный целей являются помехами для РЛС, соответственно при обработке радиолокационных сигналов необходимо отфильтровать данные сигналы, от сигналов отражённых от подвижных целей. Для этого применяется система селекции движущихся целей (СДЦ) [34]. Данная система основана на изменении фазы или амплитуды сигнала между последовательными принятыми импульсами, отражёнными от движущихся целей и отсутствии изменения амплитуды и фазы сигнала последовательных принятых радиоимпульсов, отражённых от неподвижных целей [35]. Для эффективного подавления сигналов от неподвижных целей необходимо, чтобы во всём тракте передатчика и приёмника фазы и амплитуды последовательных импульсов были стабильны. Поэтому у усилителей мощности радиолокационных станций предъявляются требования к амплитудно-фазовой нестабильности. Данные требования зависят от типа, конструкции и алгоритмов обработки РЛС. Амплитудно-фазовая нестабильность количественно определяет изменение амплитуды и фазы последовательных радиоимпульсов с течением времени, как правило, нестабильность рассчитывается при регулярной повторяющейся последовательности радиоимпульсов с одинаковым периодом повторения и длительностью радиоимпульсов [36; 37]. Однако современные радиолокационные станции используют нерегулярные последовательности радиоимпульсов [38], которые в свою очередь вызывают краткосрочные и долгосрочные эффекты памяти

[39], такие как эффект саморазогрева [40] и эффекта ловушек [41]. Соответственно амплитудно-фазовая нестабильность должна быть рассчитана на нерегулярных последовательностях радиоимпульсов.

При проектировании радиолокационных станций разработчики закладывают необходимые характеристики узлов РЛС для корректной работы станции, в частности к усилителям мощности предъявляются требования по амплитудно-фазовой нестабильности. Причём измерять амплитудно-фазовую нестабильность усилителя необходимо именно на зондирующем радиосигнале локационной станции, в которой применяется данный усилитель.

Для измерения нестабильности усилителя необходимо сформировать на входе усилителя нужную импульсную последовательность радиосигнала. Далее при помощи анализатора сигналов или векторного приёмника произвести измерение и запись амплитуды и фазы всех радиоимпульсов. Далее, для численной оценки нестабильности, накопленный массив необходимо проанализировать. Существуют несколько вариантов оценки амплитудно-фазовой нестабильности [13]:

1.1.1. Метод оценки нестабильности по отклонению амплитуды и фазы от среднего значения:

Данный метод оценивает нестабильность сигнала по отклонению амплитуды и фазы импульса от среднего значения, за определённый период накопления Фазовая нестабильность описывается формулой:

, -10.О* V"

'<р 101°ьы

1

= 10^-^ (р*-^)2 (1.1)

где ^ср = , <Р1 - фаза импульса, N - количество накопленных

импульсов.

Амплитудная нестабильность описывается формулой:

Ба = 101сс

^У^ 2

А 2

(1.2)

где Аср = , - амплитуда импульса, N - количество накопленных

импульсов.

Амплитудно-фазовая нестабильность рассчитывается по следующей формуле:

5 = 10^

10 10 + 10 10

(1.3)

Недостаток данного метода заключается в оценке нестабильности не от импульса к импульсу, а оценки отклонения импульса от среднего значения, что в свою очередь не соответствует большинству алгоритмов обработки СДЦ, и соответственно в меньшей степени коррелирует с обработкой локатора.

1.1.2. Метод оценки нестабильности по отклонению амплитуды и фазы от импульса к импульсу:

Фазовая нестабильность по данному алгоритму оценивается по следующей формуле

1

= 10^^^ - <Р;)2 (1.4)

Амплитудная нестабильность по данному алгоритму оценивается по следующей формуле

г . ^N-1

5,4 = 10^

л 2

(1.5)

Общая нестабильность в данном методе также описывается формулой (3).

Данный метод наибольше всего коррелирует с простейшими алгоритмами обработки СДЦ, например с алгоритмом череспериодной компенсации (ЧПК) [42]. В данном алгоритме происходит векторное вычитание последовательных импульсов, в случае отражения сигналов от неподвижной цели векторы последовательных радиоимпульсов будут совпадать, и поскольку

последовательные импульсы вычитаются, на выходе фильтра ЧПК будет отсутствовать сигнал. В случае отражения пачки радиоимпульсов от подвижной цели векторы последовательных импульсов будут различаться, и на выходе фильтра ЧПК будет синусоидальный сигнал, частота которого будет равна линейной скорости цели. 1.1.3. Метод спектрального анализа:

В данном методе [43; 44; 45] производится преобразование Фурье [46] комплексного массива фаз и амплитуд радиоимпульсов. Отношение уровня основной гармоники к сумме уровней побочных гармоник является амплитудно-фазовой нестабильностью сигнала. Данный метод точнее всего коррелирует со сложными алгоритмами селекции движущихся целей, поскольку преобразование Фурье - это разложение сигнала на гармонические составляющие, соответственно у сигналов с одинаковыми фазами и амплитудами радиоимпульсов в результате преобразования Фурье комплексного массива будет всего одна гармоника на нулевой частоте отсчёта. В случае наличия флуктуации векторов радиоимпульсов, после преобразования Фурье, будут появляться дополнительные гармоники, и чем больше изменение вектора от импульса к импульсу, тем удалённее побочные гармоники от основной по частоте отсчётов. Соответственно медленные изменения амплитуды и фазы последовательных радиоимпульсов, которые не виляют на уровень подавления отражённых от подстилающей поверхности сигналов в фильтре селекции движущихся целей можно не учитывать при расчёте амплитудно-фазовой нестабильности, установив определённые границы по частотам отсчёта. На рисунке 1.1. показан результат преобразования Фурье векторного массива амплитуд и фаз измеренных на выходе СВЧ усилителя мощности.

БПФ комплексного сигнала

Рисунок 1.1. Результат преобразования Фурье векторного массива амплитуд и фаз

радиоимпульсов.

На данном графике вертикальными линиями отмечена граница учёта побочных гармоник, все гармоники, которые ближе к основной гармонике чем вертикальные линии, не учитываются в расчёте амплитудно-фазовой нестабильности, поскольку эти гармоники эквивалентны малым скоростям Доплера, которые не учитываются в обработке фильтра селекции движущихся целей.

В текущей работе было принято решение использовать данный метод, поскольку результаты оценки нестабильности по данному методу в большей степени коррелируют с уровнем воздействия амплитудно-фазовой нестабильности усилителя на работу СДЦ в РЛС [31].

1.2. Основные факторы, влияющие на амплитудно-фазовую

нестабильность.

Для создания методов снижения нестабильности необходимо определить основные факторы, влияющие на неё, и как данные факторы воздействуют на

амплитуду и фазу сигнала. Существует две основные группы факторов, влияющих на амплитудно-фазовую нестабильность: шумы и эффекты памяти.

Основные факторы из группы шумов: амплитудный шум [47] - случайное изменение амплитуды выходного радиосигнала усилителя, при постоянном уровне входного радиосигнала [48]. Данный шум обуславливается собственным шумом транзисторов и шумом цепей питания усилителя мощности [49]. Фазовый шум [50] - случайное изменение фазового набега усилителя мощности. Данный шум обуславливается собственным фазовым шумом транзисторов [51], шумом цепей питания [52] и преобразованием амплитудного шума предварительных каскадов в фазовый шум оконечных каскадов, если оконечный каскад работает в режиме насыщения [53]. Шум цепей питания [54] обусловлен импульсным механизмом преобразования напряжения и собственными шумами линейных стабилизаторов напряжения.

Шумы усилителей СВЧ мощности в достаточной мере изучены, поэтому в данной работе больше внимания уделялось эффектом памяти [55]. Эффекты памяти импульсных СВЧ усилительных каскадов - это долговременные эффекты, постоянная времени которых равна или превышает период повторения радиоимпульсов. В большинстве зондирующих сигналах радиолокационных станций переменный период повторения. Из-за этого эффекты памяти влияют на начальные условия каждого радиоимпульса, что негативно сказывается на амплитудно-фазовой нестабильности.

Существует три основных фактора вызывающих эффекты памяти в СВЧ импульсных твердотельных усилителях:

1.2.1 Саморазогрев транзистора.

В оконечных усилителях мощности РЛС обычно применяются усилители класса АВ, В или С. В усилителях данных классов мощность потребления (и соответственно тепловыделения) сильно зависит от уровня выходного сигнала. Соответственно транзистор будет разогреваться во время импульса [56] и остывать

во время паузы между импульсами [60]. Зачастую транзистору недостаточно времени, чтобы температура перехода сравнялась с температурой корпуса за паузу между радиоимпульсами, что приводит к разной температуре перехода для разных импульсов. Температура кристалла СВЧ транзистора во время следования импульса показана на рисунке 1.2.

fi. с ц.ьЛии- .и/; | Ыиш1 Ku* * frli.J I twuu J». |_

>.v fil

Рисунок 1.2. Тепловизионный снимок кристалла СВЧ биполярного транзистора.

На данном тепловизионном снимке показаны температуры предсогласованной транзисторной сборки во время воздействия импульсного СВЧ сигнала. Красному цвету соответствует наивысшая температура 120 °С, синему наименьшая 25 °С. Наивысшей температурой обладают непосредственно кремниевый кристалл с транзисторными структурами, поскольку в транзисторной сборке наибольшие потери происходят именно в транзисторных структурах. По данному снимку видно, что во время импульса температура самих транзиторных структур сильно отличается от температуры основания транзисторной сборки, и

для расчёта изменения температуры при импульсной последовательности СВЧ сигнала необходимо использовать полную тепловую модель транзистора.

1.2.2. Нестабильность напряжения питания усилительных каскадов.

В большинстве усилителей мощности РЛС применяется источник питания, рассчитанный на средний ток потребления. Импульсный ток обеспечивается накопительными конденсаторами. Соответственно в импульсе конденсаторы разряжаются, а в паузе заряжаются. Если за паузу между соседними радиоимпульсами конденсатор не успевает зарядиться до номинального уровня -напряжения питания последовательных радиоимпульсов будет различаться [57]. В итоге при реальном зондирующем радиосигнале получаем осциллограмму напряжения питанию усилительных каскадов, показанную на рисунке 1.3.

Рисунок 1.3. Осциллограмма напряжения питания усилительных каскадов при

воздействии зондирующего сигнала.

Как видно из графика - напряжение питания усилительного каскада сильно флуктуирует, что приводит к ухудшению амплитудно-фазовой нестабильности. На рисунке 1.4 показаны результаты моделирования зависимости напряжения питания импульсных СВЧ усилителей мощности.

Рисунок 1.4. Расчётное значение напряжения питания импульсного усилителя.

1.2.3. Эффект ловушек

В транзисторах A3B5 существует эффект коллапса тока, он же эффект ловушек [18]. Во время протекания тока электроны занимают дефектные структуры (ловушки), что приводит к изменению порогового напряжения затвора и увеличению сопротивления сток-исток [58]. Время жизни электронов в ловушках может составлять несколько миллисекунд, и оно может превышать длительность паузы между радиоимпульсами, что приводит к эффектам памяти [59].

1.3. Модели транзисторов для теоретического расчёта амплитудно-

фазовой нестабильности.

В усилителях на биполярных транзисторах преобладает два фактора влияющих на амплитудно-фазовую нестабильность: саморазогрев транзистора и нестабильность напряжения питания усилительных каскадов. Для теоретической оценки влияния этих двух факторов за основу была взята модель биполярного транзистора Аронова В.Л. и Евстигнеева А.А. [27]. Данная модель разработана в среде МаНаЬ и позволяет учитывать напряжение питания каскада и температуру транзистора. Эквивалентная схема данного транзистора изображена на рисунке 1.5.

Рисунок 1.5. Эквивалентная схема модели транзистора с подключенными эквивалентными цепями нагрузки и генератора возбуждения.

За основу данной модели принята зарядовая модель, в которой связывается мгновенное значение тока коллектора с % интегральным мгновенным зарядом носителей в базе транзистора Qb:

Qb = • ^

(1.6)

Где тя это время пролёта носителей заряда через базу. Данная величина характеризуется изменением граничной частоты транзистора [61]. В данной модели ф - мнимая составляющая нагрузки транзистора, gn -действительная составляющая нагрузки транзистора, Eg - гармонический генератор напряжения, % - действительная часть импеданса генератора, Csg - мнимая часть импеданса генератора. Ld - эквивалентная индуктивность входной цепи транзистора. Le -индуктивность соединительных проволочек эмиттера. Lb - индуктивность вывода базы. Ска - активная емкость коллекторного перехода, Скп - пассивная емкость коллекторного перехода с включением емкостей токоведущих дорожек и контактных площадок на кристалле, Ске - емкость коллектор-эмиттер, определяемая дорожками и площадками на окисле кремния, а также p-n переходом под диффузионными стабилизирующими резисторами.

Для расчёта данной модели в среде Matlab были составлены дифференциальные уравнения по эквивалентной схеме, показанной на рисунке 1.5. Далее, при помощи встроенных методов решения дифференциальных уравнений в среде Matlab [62], производится расчёт данной эквивалентной электрической схемы во временной области. Результатом данного расчёта являются зависимости токов и напряжений выходной цепи во времени, до установившегося режима. На рисунке 1.6 показаны результаты расчёта эпюр напряжений до установившегося режима.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Емельянов Борис Вячеславович, 2022 год

Литература:

1. Сколник М. И. Справочник по радиолокации: в 2 т.; пер. с англ. под ред. //ВС Вербы. Москва: Техносфера. - 2014.

2. Глыбин А. А. Твердотельные мощные передатчики С- и Х-диапазонов с высокой стабильностью частоты и фазы сигналов на GaN СВЧ транзисторах: специальность 05.27.01 "Твердотельная электроника, радиоэлектронные компоненты, микро- и наноэлектроника, приборы на квантовых эффектах": диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук / Глыбин Александр Анатольевич. - Москва, 2012. - 130 с.

3. Егоров, Е. В. Транзисторный СВЧ-усилитель с низким уровнем фазовых шумов для опорного автогенератора / Е. В. Егоров, П. И. Маняхина, В. М. Малышев // Неделя науки СПбПУ : Материалы научной конференции с международным участием. Институт физики, нанотехнологий и телекоммуникаций, Санкт-Петербург, 19-24 ноября 2018 года. - Санкт-Петербург: Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский политехнический университет Петра Великого", 2018. - С. 11-14.

4. Фельдхаус Г., Рот А. Анализатор фазовых шумов с прямым понижающим преобразованием частоты и кросскорреляционной обработкой с рабочим диапазоном частот от 1 МГц до 50 ГГц //Метрология в радиоэлектронике. -2016. - С. 319-328.

5. Результаты ОКР по модернизации многофункционального когерентного комплексированного изделия "Росток", формирующего гетеродинные и зондирующие сигналы с быстрым переключением частот в сантиметровом диапазоне длин волн / А. В. Поляков, А. С. Котов, Э. Т. Харабадзе [и др.] // Электронная техника. Серия 1: СВЧ-техника. - 2013. - № 3(518). - С. 205211.

6. Родионов В. В. ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СТАНЦИЙ СО СЛУЧАЙНОЙ ВОБУЛЯЦИЕЙ ПЕРИОДА

ПОВТОРЕНИЯИМПУЛЬСОВ В УСЛОВИЯХ РАДИОЭЛЕКТРОННОГО ПОДАВЛЕНИЯ //Радиолокация, навигация, связь. - 2019. - С. 284-293.

7. Патент № 2386978 С2 Российская Федерация, МПК G01S 7/12. Устройство отображения информации о целях в импульсной обзорной РЛС с вобуляцией периода следования зондирующих сигналов : № 2008124525/09 : заявл. 16.06.2008 : опубл. 20.04.2010 / Е. С. Беляков, Т. Г. Кострова, Р. В. Антуфьев, В. В. Костров ; заявитель Открытое акционерное общество "Муромский завод радиоизмерительных приборов".

8. Родионов, В. В. Адаптивный алгоритм обнаружения движущихся целей на фоне пассивных помех в когерентноимпульсных РЛС с вобуляцией несущей частоты от импульса к импульсу / В. В. Родионов // Радиолокация, навигация, связь : Сборник трудов XXVI Международной научно-технической конференции. В 6-ти томах, Воронеж, 29 сентября - 01 2020 года. - Воронеж: Воронежский государственный университет, 2020. - С. 121-126.

9. Плутешко, А. В. Физическое моделирование компенсации фазового фликкер-шума в транзисторном усилителе / А. В. Плутешко // Вестник Московского энергетического института. Вестник МЭИ. - 2013. - № 3. - С. 085-088.

10. Ефимов А. В. ОСОБЕННОСТИ МЕТОДОВ ЦИФРОВОЙ ПРЕДКОРРЕКЦИИ НЕЛИНЕЙНОСТЕЙ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ //ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ И ЕЕ ПРИМЕНЕНИЕ. DSPA-2020. - 2020. - С. 219-233.

11.Половников А. С., Хрусталев В. А., Матвеев С. Ю. Моделирование нелинейных свойств усилителей мощности с эффектом памяти //Вопросы радиоэлектроники. - 2016. - №. 4. - С. 99-104.

12. Емельянов Б. В. Исследование амплитудно-фазовой стабильности биполярных импульсных СВЧ транзисторов, работающих в оконечных усилительных каскадах РЛС // Электронная техника. Серия 2: Полупроводниковые приборы. - 2019. - №. 3. - С. 19-28.

13.Salmer C., Eudeline P. H., Rolland P. A. Pulse to pulse stability of solid state transmitter module for radars application //1998 28th European Microwave Conference. - IEEE, 1998. - Т. 2. - С. 79-84.

14.Груздов, В. В. Сравнительный анализ AlGaN/GaN СВЧ транзисторов / В. В. Груздов, К. Л. Енишерлова, Ю. В. Колковский // Электронная техника. Серия 2: Полупроводниковые приборы. - 2017. - № 2(245). - С. 6-13.

15.А.Кищинский. Твердотельные СВЧ усилители мощности на нитриде галлия - состояние и перспективы развития. - Материалы 16-ой Международной Крымской конференции "СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии" Севастополь, Вебер, 2009, стр. 11 - 16.

16.Binari S. C. et al. Trapping effects and microwave power performance in AlGaN/GaN HEMTs //IEEE Transactions on Electron Devices. - 2001. - Т. 48. -№. 3. - С. 465-471.

17.Белецкий, С. В. Конструктивно-технические методы уменьшения коллапса тока в HEMT-транзисторах на гетероструктурах AlGaN/GaN / С. В. Белецкий, А. М. Коновалов, А. А. Щука // Наукоемкие технологии. - 2018. - Т. 19. - № 4. - С. 23-30.

18.Аболдуев И. М. и др. Измерение коллапса тока в GaN транзисторах в импульсном режиме //Электронная техника. Серия 2: Полупроводниковые приборы. - 2020. - №. 4. - С. 12-18.

19.Chalermwisutkul S. Large signal modeling of GaN HEMTs for UMTS base station power amplifier design taking into account memory effects : дис. - Aachen, Techn. Hochsch., Diss., 2007.

20.Bridier V. et al. Nonlinear measurement dedicated to non periodic pulse train for radar power amplifier characterization //2014 IEEE MTT-S International Microwave Symposium (IMS2014). - IEEE, 2014. - С. 1-4.

21. Delprato J. et al. Time-domain envelope measurements and simulations of pulse-to-pulse stability in microwave power amplifiers //2014 IEEE MTT-S International Microwave Symposium (IMS2014). - IEEE, 2014. - С. 1-4.

22.Tua-Martinez C. G. Behavioral Model and Predistortion Algorithm to Mitigate Interpulse Instabilities Induced by Gallium Nitride Power Amplifiers in Multifunction Radars : дис. - Virginia Tech, 2017.

23. Tomé P. M. et al. Compensation of the pulse-to-pulse instability of GaN HEMT-based power amplifiers //2019 IEEE MTT-S International Microwave Symposium (IMS). - IEEE, 2019. - С. 408-411.

24. Delprato J. et al. Pulsed gate bias control of GaN HEMTs to improve pulse-to-pulse stability in radar applications //Electronics Letters. - 2015. - Т. 51. - №. 13. - С. 1023-1025.

25. McCann D., Zhu C. Improving upon pulse-to-pulse stability in GaN RADAR amplifiers compromised by the presence of GaN trapping effects //2015 European Microwave Conference (EuMC). - IEEE, 2015. - С. 634-637.

26. М. А. Медяева, О. О. Ткачева Современные радиолокационные станции в ПВО ПРО Российской Федерации // Международный журнал гуманитарных и естественных наук. 2019. №5-2.

27.Аронов В. Л., Евстигнеев А. А. Моделирование мощного биполярного транзистора в усилительном режиме с учётом квазинасыщения. -Электронная техника. Сер. 2. Полупроводниковые приборы, 2005, вып. 1-2, с. 24-33.

28.Бахвалова, С. А. Основы моделирования и проектирования радиотехнических устройств в Microwave Office / С. А. Бахвалова, В. А. Романюк. - Москва : СОЛОН-ПРЕСС, 2016. - 152 с. - ISBN 978-5-91359-2064.

29. Амелина М. А., Амелин С. А. Micro-Cap 8 //М.: Горячая линия-Телеком. -2007.

30.Higham D. J., Higham N. J. MATLAB guide. - Society for Industrial and Applied Mathematics, 2016.

31.Профатилова Г. А., Соловьев Г. Н., Ефремов В. С., Соловьев А. Г. Повышение эффективности систем селекции движущихся тел в РЛС управления воздушным движением // Вестник Московского государственного

технического университета им. НЭ Баумана. Серия «Приборостроение». -2012. - №. 3.

32.Gruson Y. et al. Artifacts and errors in cross-spectrum phase noise measurements //Metrologia. - 2020. - Т. 57. - №. 5.

33.Подоплёкин Ю. Ф., Шепета Д. А., Ненашев В. А. Моделирование входных сигналов бортовой РЛС, обусловленных отражениями зондирующего сигнала от подстилающих поверхностей земли и моря //Морской вестник. -2016. - №. 4. - С. 69-71.

34.Вишин Г. М. Селекция движущихся целей //М.: Воен. Издат. - 1966. - С. 7180.

35.Якименко И. В., Гурченков Д. А., Скоробогатов В. В. Способ череспериодной компенсации излучения атмосферного фона //Измерительная техника. -2010. - №. 3. - С. 23-26.

36. Cicolani M. et al. Pulse-to-pulse stability characteristics of robust design centered high performances/low cost T/R module //2006 European Radar Conference. -IEEE, 2006. - С. 323-326.

37. Jardel O. et al. A 30W, 46% PAE S-band GaN HEMT MMIC power amplifier for radar applications //2012 7th European Microwave Integrated Circuit Conference. - IEEE, 2012. - С. 639-642.

38.Беседа А. Л. и др. Шумы квантования и потери в устройствах сжатия сложных импульсных сигналов первичных РЛС. - 2017.

39. Roblin P. et al. New trends for the nonlinear measurement and modeling of highpower RF transistors and amplifiers with memory effects //IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. - 2012. - Т. 60. - №. 6. - С. 1964-1978.

40. Prejs A. et al. Thermal analysis and its application to high power GaN HEMT amplifiers //2009 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. -IEEE, 2009. - С. 917-920.

41.Hu W. D. et al. Two-dimensional transient simulations of drain lag and current collapse in GaN-based high-electron-mobility transistors //Journal of Applied Physics. - 2009. - Т. 105. - №. 8. - С. 084502.

42.Якименко И. В., Гурченков Д. А. Пространственная фильтрация тепловых объектов с череспериодной компенсацией фона //Журнал радиоэлектроники.

- 2009. - №. 4. - С. 1-1.

43. C.L. Everett, Phase noise contamination to Doppler spectra, September 1996, Microwave Journal.

44.T. Alves, An all solid-state high-power modulator for a ground-based radar transmitter, IEEE, conference record of the 18th Power Modulator Symposium.

45. F.J. Harris, On the use of windows for harmonic analysis with the Discrete Fourier Transform, January 1978, Proceeding of the IEEE.

46.Павлейно М. А., Ромаданов В. М. Спектральные преобразования в MATLAB Учебно-методическое пособие //СП6.-2017.-160 с. - 2007.

47.Шаповалов А. С. и др. Система коэффициентов коллективной трансформации флуктуаций многодиодного генератора СВЧ //Вопросы прикладной физики. Саратов. - 2010. - №. 17. - С. 33-38.

48. Алмазов-Долженко К. И. Коэффициент шума и его измерение на СВЧ //М.: Научный мир. - 2000. - Т. 5.

49. Емельянов Б. В. Мощные широкополосные твердотельные импульсные СВЧ усилители мощности с высокой амплитудно-фазовой стабильностью // Электронная техника. Серия 2: Полупроводниковые приборы. - 2020. - №2. 3.

- С. 53-59.

50. Чадин А. В. ФАЗОВЫЙ ШУМ. ТЕОРИЯ И МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЙ //ИННОВАЦИОННЫЕ АСПЕКТЫ СОЦИАЛЬНО-ЭКОНОМИЧЕСКОГО РАЗВИТИЯ РЕГИОНА. - 2014. - С. 602-612.

51. Плутешко А. В., Царапкин Д. П. Компенсация фазового фликкер-шума в усилителе мощности на биполярном транзисторе //Радиотехника и электроника. - 2012. - Т. 57. - №. 4. - С. 437-437.

52. Емельянов Б.В. Основные факторы, влияющие на амплитудно-фазовую стабильность импульсных СВЧ усилителей мощности на биполярных транзисторах, и методы их компенсации. Наноиндустрия. 2020. № S96-1. С. 318-320.

53. Dudak C., Kahyaoglu N. D. A descriptive study on AM-AM and AM-PM conversion phenomena through EVM-SNR relation //2012 IEEE Topical Conference on Power Amplifiers for Wireless and Radio Applications. - IEEE, 2012. - С. 69-72.

54. Батенков К. А. и др. ИЗМЕРЕНИЕ ШУМА ПИТАНИЯ //Информационные технологии. Проблемы и решения. - 2019. - №. 1. - С. 145-151.

55.Kim J., Konstantinou K. Digital predistortion of wideband signals based on power amplifier model with memory //Electronics Letters. - 2001. - Т. 37. - №. 23. - С. 1417-1418.

56.Золотарев А. А., Иванов К. А. АНАЛИЗ ДЕФОРМАЦИИ КОРПУСА ИЗ МЕТЕЛЛОМАТРИЧНОГО КОМПОЗИТА AlSiC ПРИ САМОРАЗОГРЕВЕ МОЩНОГО ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА С БАРЬЕРОМ ШОТТКИ //Электронная техника. Серия 2: Полупроводниковые приборы. - 2017. - №. 2. - С. 39-47.

57.Цыганов Д. А., Ефимов И. П. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ ИМПУЛЬСНЫХ АВИАЦИОННЫХ БОРТОВЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ //Вузовская наука в современных условиях. - 2020. - С. 176-179.

58.Tirado J. M., Sanchez-Rojas J. L., Izpura J. I. Trapping effects in the transient response of AlGaN/GaN HEMT devices //IEEE Transactions on Electron Devices. - 2007. - Т. 54. - №. 3. - С. 410-417.

59.Tartarin J. G. et al. Generation-recombination traps in AlGaN/GaN HEMT analyzed by time-domain and frequency-domain measurements: impact of HTRB stress on short term and long term memory effects //2013 IEEE International Wireless Symposium (IWS). - IEEE, 2013. - С. 1-4.

60.Хлыбов А. И. и др. Исследование температурных явлений в мощных СВЧ GaN-транзисторах в импульсном режиме //Интеллектуальные системы и микросистемная техника. - 2021. - С. 189-201.

61. Аронов В.Л., Федотов Я.А. Испытание и исследование полупроводниковых приборов. Москва. "Высшая школа". 1975.

62.Shampine L. F., Reichelt M. W. The matlab ode suite //SIAM journal on scientific computing. - 1997. - Т. 18. - №. 1. - С. 1-22.

63. Angelov I. et al. On the large signal evaluation and modeling of GaN FET //IEICE transactions on electronics. - 2010. - Т. 93. - №. 8. - С. 1225-1233.

64.Angelov I. et al. On the large-signal modelling of AlGaN/GaN HEMTs and SiC MESFETs //European Gallium Arsenide and Other Semiconductor Application Symposium, GAAS 2005. - IEEE, 2005. - С. 309-312.

65.Jardel O. et al. An electrothermal model for AlGaN/GaN power HEMTs including trapping effects to improve large-signal simulation results on high VSWR //IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. - 2007. - Т. 55. - №. 12. -С. 2660-2669.

66.Трошин И. С. ИССЛЕДОВАНИЕ ФИЛЬТРОВОЙ СДЦ НА ОСНОВЕ ЧЕРЕСПЕРИОДНОГО КОМПЕНСАТОРА (ЧПК) //Научные достижения: теория, методология, практика. - 2021. - С. 126-130.

67.Дьяконов В. MATLAB 6.5 SP1/7.0+ Simulink 5/6. Обработка сигналов и проектирование фильтров. - Litres, 2020.

68.Schmitt H., Wendler W. Analyzing complex pulse RADAR signals //2013 14th International Radar Symposium (IRS). - IEEE, 2013. - Т. 2. - С. 911-916.

69. R&S® SMF100A Microwave Signal Generator Specifications URL: https://www.rohde-schwarz.com/ru/brochure-datasheet/smf100a/

70. Salzenstein P., Wu T. Y. Uncertainty analysis for a phase-detector based phase noise measurement system //Measurement. - 2016. - Т. 85. - С. 118-123.

71. R&S® FSWP PHASE NOISE ANALYZER AND VCO TESTER Specifications URL: https://scdn.rohde-schwarz.com/ur/pws/dl_downloads/dl_common_library/dl_brochures_and_datash eets/pdf_1/FSWP_dat- sw_en_3607-2090-22_v 1200. pdf

72.Руководство пользователя опции измерения импульсов R&S®FSWP-K6 URL: https://www.rohde-schwarz.com/ru/manual/-r-s-fswp-k6-manuals-gb1_78701-502028.html

73. Gasior M., Krupa M. Precise Digital Integration of Fast Analogue Signals using a 12-bit Oscilloscope. - 2014. - №. CERN-BE-2014-002.

74. Смирнов, А.М., Евстигнеев Д.А. Особенности работы на ИК микроскопе FLIR. Исследование тепловых полей в мощных импульсных СВЧ транзисторах в динамическом режиме // Материалы XIII научно-технической конференции «Пульсар-2014. Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА», 8-10 октября 2014, Дубна. - М.: ОАО «НПП «Пульсар», 2014. - С. 271-273.

75. Крючков И. В., Харьковский А. А., Нефедов С. И. Управление формой огибающей импульсов в передающем устройстве РЛС //Машиностроение и компьютерные технологии. - 2011. - №. 11. - С. 24.

76.Груздов В. В., Колковский Ю. В., Концевой Ю. А. Контроль новых технологий в твердотельной СВЧ электронике //М.: Техносфера. - 2016. - Т. 328.

77. Patricia A. Isabelle, M/A-COM Technology Solutions Extends Leadership in High Power Semiconductors With New Portfolio of GaN Products. URL: https://www.macom.com/about/news-and-events/press-release-archive/row-col1/news--event-archive/ma-com-technology-solutions-ex-1

78. Delprato J. et al. Impact of the duty cycle on the pulse-to-pulse stability of a GaN power amplifier //2016 21st International Conference on Microwave, Radar and Wireless Communications (MIKON). - IEEE, 2016. - С. 1-3.

79. Устройство трассового радиолокационного комплекса двойного назначения ТРЛК ДН 12А6 "Сопка-2" : Учебное пособие для студентов высших учебных заведений, обучающихся по направлению подготовки "Информационные системы и технологии", по специальности "Радиоэлектронные системы и комплексы" / А. Л. Зельницкий, Д. Л. Тихонов, П. Г. Моисеенко [и др.] ; Под общей редакцией Г.В. Дудалева. - Санкт-Петербург : Филиал Военно-космической академии имени А.Ф. Можайского в г. Ярославле, 2014. - 159 с.

80. Трассовый Радиолокационный Комплекс «СОПКА-2» URL: https: //lemz.ru/сопка-2/

81. Буклет с презентацией трассового радиолокационного комплекса «Сопка-2» URL: https://lemz.ru/wp-content/uploads/2019/10/ТРЛК-СОПКА-2-РУС.pdf

Приложение 1. Код программы модели биполярного СВЧ транзистора

clear;%cka0,ckb0,cke0-составляющие зависящие от напр.Значен.при u=e. tt0=clock;

global pinn w ikr is e2 ce0 fgr u0 le n re cka ckb00 ckb cke00 cke gp ig; global rb lb gg im cg ld fors rkck gk ee ra ueb reb e lp gn ii kik ut ut0; global l8 c5 l1 c2 l6 l7 r7 l5 gn1 cn1 c6 c4 l3 c3 l2 c1 g0 msg; pinn=40; f=2.85; e0=30; rsg=0.036; csg=0.47/fA2;% 0.93 0.86/fA2 %gn1=0.0475; lp1=0; b=-0.0724; cn1=b/2/pi/f, % cef=0.09, % lp1=1/(2*pi*f)A2/cef; % При исключурии c6, 12, c1. e=40; msg=0; dele=0; % T<-40 e=e-dele str 17 u0=10; ikr0=16; rkck0=003; rb0=.017; lb=.003; cka0=0.024; ckb00=0.0048; ckb0=0.037; cke00=0.0048; cke0=0.01; ce0=1.46; fgr0=4; re=0.03; ee=0; le=0.05; ra=0; ueb=-10;reb=1; kik=0.7; fors=0; ld=0.05; gp=0;%

is0=2e-10; ut=0.026; ut0=0.026; e2=1; % csg=0.544; c5=0.36; l8=0.042; c5=0.36; l1=0.24; c2=0.0145; l6=0.15; l7=3; r7=0.5; l5=4;% c6=0.0005; l2=1.13; c1=0.0031; g0=0.02; %c4,l3,c3 '-' 10.7.18 n=10000; ig=0; nt=150; mt=nt;

T=70.0; ut=ut0/300*(273+T); is=is0*exp(-e2*(1/ut-1/ut0));

if T<-40, e=e-dele; else e=e; end %ai=-0.003; af=-0.002; arb=0.003; ark=0.003; %ai=-0.002; af=-0.002; ark=0.003; arb=0.002; if T<0, ai=-0.001; else ai=-0.003; end if T<0, af=-0.001; else af=-0.003; end if T<0, arb=0.001; else arb=0.003; end ark=0.003;

ikr=ikr0*(1+ai*(-27+T)); fgr=fgr0*(1+af*(-27+T)); rb=rb0*(1+arb*(-27+T)); rkck=rkck0*(1+ark*(-27+T)); w=f*2*pi; tt=1/f; dt=tt; qi=1024; %csg=0.136*(2./f)A2; bn=-0.642; lp=-1/w/bn;

cka=cka0*sqrt((e2+e0)/(e2+e)); ckb=ckb0*sqrt((e2+e0)/(e2+e));% cke=cke0*sqrt((e2+e0)/(e2+e));

yg=1/(rsg-1i/w/csg); gg=real(yg); cg=imag(yg)/w+1/w/w/ld; im=sqrt(8*pinn*gg); gk=rkck*(cka+ckb)*w*w+gp;

% im=1/2*sqrt(8*pinn*gg), gg=0, %26.6.18 ty=[0 dt]; y0=[ee 0 0 -e -e 0 0 ee 0 -e 0 0 0 0 0 0 0 0 0];options=odeset('RelTol',1e-6); t0=0;t2=[]; for ii=1:nt

t=[]; y=[];%y(1)=u1;y(2)=iin;y(3)=ik;y(4)=uka;y(5)=ukb;y(6)=uk_vyh-e; %y(7)=il8;y(8)=uin; y(9)=id; y(10)=uкe; y(11)=il1; y(12)=uc2; y(13)=il6; % y(14)=uc6;() y(15)=uc5 (cbl); y(16)=il7 (ldr);y(17)=il2;y(18)=ug0; %y(19)=il5;(paral.r7 posl. l7);

[t,y]=ode15s('ykkOb_Cu_1',ty,y0,options); % Решен. системы диф. ур. if ii>nt-mt, 11 =(t0: dt/(qi-1): (t0+dt))'; u 1 m=interp 1(t,y(:,1),t1); iinm=interp 1 (t,y(: ,2),t 1); ikm=interp 1 (t,y(:,3),t1); ukm=interp1(t,y(:,4),t1); ukbm=interp1(t,y(:,5),t1); unm=interp 1 (t,y(:,18),t 1); uinm=interp 1 (t,y(: ,8),t 1); unbasm=interp1(t,y(:,6),t1); il8m=interp1(t,y(:,7),t1); il 1 m=interp 1 (t,y(: ,11),t1);

if ii>nt-mt+1, u1=[u1(1:(qs-0));u1m]; ik=[ik(1:(qs-0));ikm]; uk=[uk(1:(qs-0));ukm]; un=[un(1:(qs-0));unm]; iin=[iin(1: (qs-0));iinm]; t2=[t2( 1: (qs-0));t 1 ]; else t2=t1; u1=u1m; ik=ikm; uk=ukm; un=unm; iin=iinm; end

%igg=im*sin(w*t1);Проверка представления в компл.форме.Для С.Р. %1.10.11 end

nn=length(t); y0=y(nn,:); t0=t0+dt; ty=[t0 t0+dt]; qs=length(t2); end

iinf=fft(iinm); iin1=iinf(2)/qi*2; iin0=iinf(1)/qi; iinf=[];

u1f=fft(u1m);u10=u1f(1)/qi;u1f=[];uinf=fft(uinm);uin1=uinf(2)/qi*2;uinf=[]; unf=fft(unm);un1=unf(2)/qi*2;unf=[];

unsgf=fft(un); unsg1=unsgf(2)/2/qi*2;unsgf=[]; % mt=2 13.7.18 zin=uin1/iin1; % iggf=fft(igg); igg1=iggf(2)/qi*2 pin=(abs(iin1)A2)/2*real(zin); pout=abs(un1)A2/2*g0; % gn1 ikf=fft(ikm); ik1=ikf(2)/qi*2; ik0=ikf(1)/qi; ikf=[];% a1=ik1/iin1; di=ik0-iin0; kpd=pout/e/ik0; % poutel=1/2*real(ik1*uk1'); prb=(abs(ukb1-uk1))A2/2/rb;

poutsg=abs(unsg1)A2/2*g0, unbasf=fft(unbasm); unbas1=unbasf(2)/qi*2; unbasf=[]; il8f=fft(il8m); il81=il8f(2)/qi*2;il8f=[]; il 1 f=fft(il 1 m);il 11=il1 f(2)/qi*2;il 1f=[];

ynbas=(il81+il11)/unbas1, gnbas=real(ynbas); cefbas=-imag(ynbas)/w;

fi=angle(un1); etime(clock,tt0) plot(t2,-u1,,.,,t2,iin/10,,*,),

axis([dt*(nt-mt) dt*nt -2 20]),%grid,[x,y]=ginput;d=[x,y]', figure;

plot(t2,ik,,*,,t2,-uk,,.,),

axis([dt*(nt-mt) dt*nt 0 200]),grid,%[x,y]=ginput;d=[x,y]',hold on; %yg1=1/zin-1i/w/ld; zsg1=1/yg1; Rsg=real(zsg1); Csg=1/w/imag(zsg1); xxx Rsg=real(zin); Csg=1/w/imag(zin);%b=[iin0 u10 Rsg Csg];%b=[poutel prb abs(ik1) Rsg Csg];

a=[ik0 real(zin) imag(zin) pin pout kpd fi];

disp(' ik0 zin pin pout kpd fi'),

disp(a)

ca=Csg*fA2; gn1=g0; cn1=c1; %disp(' poutel Rsg Csg '),disp(b) t

disp(' Rsg Csg e gnbas cefbas csg*fA2'),disp([Rsg Csg e gnbas cefbas ca]),

function yk=ykkOb_Cu_ 1 (t,y) % +sogl.zep.vyh.c6,l2, c1+l5+r7 21.6.18

% gn1,cn1 -vnechn.nagr.

global w ce0 e2 is ut0 ut le fgr ikr re cka ckb cke ckb00 cke00 e lp; global gn u0 ii n rb lb im gg cg ld gk ee ra ueb reb kik gp fors rkck; global l8 c5 l1 c2 16 l7 r7 l5 gn1 cn1 c6 c4 l3 c3 l2 c1 g0 msg; tau=1/2/pi/fgr; ikrr= 1.5*ikr; s=6;% ut0=ut; if ii<8

ig=im*ii/8*sin(w*t); else

ig=im* sin(w*t)+msg* im* sin(1/2*w*t); end if ii>n, ig=0; end

if y(4)>-0.1, y(4)=-0.1; end if y(5)>-0.1, y(5)=-0.1; end kue=exp(y(1)/ut);

ie=is*kue-kik*y(3)/(kue+1); % is=F(T) 21.12.14 %ie=is*(kue-1)-kik*y(3)/(kue+1); if y(1)>ueb,

iep=0; else

iep=1/reb*(y(1)-ueb);%iep=1/reb*(y(1)-ueb);% Пробой эм. end

pn=(u0/y(4))лs;qn=(y(3)/ikrr)л4;

ce=ce0/sqrt( 1 -y(1 )/e2); ckke=cke*sqrt((e2+e)/(e2-y(10)))+cke00;%y(10) ckka=cka*sqrt((e2+e)/(e2-y(4))); ckkb=ckb*sqrt((e2+e)/(e2-y(5)))+ckb00; yk(1 )=1/re/ce*(y(4)-y(1 )-re*(iep+ie)-y(10));%y(10)+e, iep yk(2)=1/le*(y(8)-y(6)+y(10)+e+ee);%y(10)+e, ee yk(4)=1/ckka*(-ie-iep-ce*yk(1)+y(3)+1/rb*(y(5)-y(4))); yk(3)=1/tau/(1+(1+pn)*qn)*(ie-y(3)+0.2*s*tau*pn*qn*y(3)/y(4)*yk(4));%безiep

yk(10)=1/ckke*(ie+iep+ce*yk(1 )-y(2)); yk(7)=1/l8*(y(6)-y(15));

yk(5)=1/ckkb*(y(2)-1/rb*(y(5)-y(4))-y(7)-y(11)-gk*(y(5)-e));

%yk(6)=(yk(2)-yk(7)+1/lb*(y(5)+e-y(6)));

yk(8)=1/cg*(ig-y(9)-y(2)-gg*y(8));

yk(9)=1/ld*(y(8)-ra*y(9));

yk(11)=1/l1*(y(6)-y(12));

yk(12)=1/c2*(y(11)-y(13));

yk(13)=1/l6*(y(12)-y(14));

yk(15)=y(7)/c5;

yk(19)=r7/l5*(y(16)-y(19));

yk(16)=1/l7*y(14)-r7*(y(16)-y(19)); %10.7.18

%yk(16)=1/l7*(y(14)-l5*yk(19)); % 20.6.18, 22.6.18 10.7.18

yk(14)=1/c6*(y(13)-y(16)-y(17)); % y(21)-y(17) 10.7.18

%yk(14)=1/cn1*(y(13)-y(16)-gn1*y(14));

yk(6)=1/( 1 +lb/le+lb/l 1+lb/l8)*(yk(5)+lb/le*(yk(8)+yk(10))+lb/l 1 *yk(12)+lb/l8*yk(15))

;

yk(17)=1/l2*(y(14)-y(18)); % y(22)-y(14) 10.7.18

yk(18)=1/c1*(y(17)-g0*y(18));

%yk(20)=1 / c4*y(21 );

%yk(21)=1 /13 * (y(14)-y(20)-y(22));

%yk(22)=1/c3* (y(21)-y(17));

yk=yk';

Приложение 2. Код программы расчёта амплитудно-фазовой нестабильности.

clear;

% Чтение данных из файлов Real = importdata('real.txt'); Imag = importdata('imag.txt');

Fs = 1;

N = length(Real); f = (-N/2:N/2-1)*(Fs/N);

CursorPos = 0.05;

InsideRange = find ((f >= -CursorPos) & (f <= CursorPos)); OutsideRange = find ((f < -CursorPos) | (f > CursorPos));

% График действительной части figure;

subplot(2,1,1); plot(Real); grid on; title(,Действительная часть');

% График мнимой части subplot(2,1,2); plot(Imag); grid on; title('Мнимая часть');

figure;

% Комплексный сигнал, взвешенный окном

Signal = complex(Real, Imag).*nuttallwin(N);

ResFFT = fftshift(fft(Signal)); ResFFT_Abs = abs(ResFFT); ResFFT_dB = db(ResFFT_Abs);

stem(f, ResFFT_dB); grid on;

line([CursorPos CursorPos], get(gca, ,ylim,),,Color,,,r'); line([-CursorPos -CursorPos], get(gca, ,ylim,),,Color,,,r'); title(,БПФ комплексного сигнала');

% Нестабильность

Outside = sumsqr(ResFFT_Abs(OutsideRange)); Inside = sumsqr(ResFFT_Abs(InsideRange)); UnstabRes = 10*log10(lnside/0utside);

xlabel(['Амплитудно-фазовая нестабильность: ' num2str(UnstabRes) ' дБ']); figure; % -- Фаза --

ResPhase = angle(Signal);

ResPhase_Avg = ResPhase - mean(ResPhase);

subplot(2,1,1);

plot(ResPhase_Avg); grid on; ^^^Фаза сигнала');

PhaseFFT = abs(fftshift(fft(ResPhase_Avg)));

subplot(2,1,2);

plot(f, PhaseFFT); grid on;

Ше('БПФ фазы');

line([CursorPos CursorPos], get(gca, 'ylim'),'Color','r'); line([-CursorPos -CursorPos], get(gca, 'ylim'),'Color','r');

% Фазовая нестабильность

OutsidePhi = sumsqr(PhaseFFT(OutsideRange));

InsidePhi = sumsqr(PhaseFFT(InsideRange));

PhaseUnstab = 10*log10(InsidePhi/OutsidePhi);

xlabel(['Фазовая нестабильность: ' num2str(PhaseUnstab) ' дБ']);

figure;

% -- Амплитуда --Ampl = abs(Signal);

subplot(2,1,1); plot(Ampl); grid on; title('Амплитуда сигнала');

AmplFFT = abs(fftshift(fft(Ampl))); subplot(2,1,2); plot(f, AmplFFT); grid on; title('БПФ амплитуды');

line([CursorPos CursorPos], get(gca, 'ylim'),'Color','r'); line([-CursorPos -CursorPos], get(gca, 'ylim'),'Color','r');

% Амплитудная нестабильность

OutsideAmpl = sumsqr(AmplFFT(OutsideRange));

InsideAmpl = sumsqr(AmplFFT(InsideRange));

AmplUnstab = 10*log10(InsideAmpl/OutsideAmpl);

xlabel(['Амплитудная нестабильность: ' num2str(AmplUnstab) ' дБ']);

Приложение 3. Часть кода программы модели HEMT транзистора с эффектами ловушек

[Main]

FileType=CIR

Version=12.00

Program=Micro-Cap

Component Version=10.00

Shape Version=11.00

Screen=2560,1440

MCAPVersion=12.2.0.5

Key ID=Demo

NLCnt=146

TXCnt=1

[compdef]

Name=Battery

Definition=Battery

Shape=Battery

Mask=7937

Used=52

memo=Battery

Label Offset=19,7,10,13

PinCnt=2

Pin="Plus",6,0,-4,-5 Pin="Minus",0,0,-10,-5

[compdef]

Name=Resistor

Definition=Resistor

Shape=Resistor

Mask=6913

Used=167

memo=Resistor

Label Offset=18,6,8,11

PinCnt=2

Pin="Plus",6,0,-10,-4 Pin="Minus",0,0,-14,-4

[compdef]

Name=Ground

Definition=Ground

Shape=Ground

Mask=1793

Used=288

memo=Ground

Label 0ffset=0,0,0,0

PinCnt=1

Pin="PinA",0,0,-3,-7

[compdef] Name=PNP Definition=PNP Shape=PNP Mask=4609 memo=PNP Transistor Label 0ffset=37,-13,-8,35 PinCnt=3

Pin="Collector",3,3,6,3

Pin="Base",0,0,-19,-3

Pin="Emitter",3,-3,6,15

[compdef]

Name=BAT54_ZX

Definition=Diode

Shape=Schottky

Mask=4224

memo=Schottky Barrier Diode Vr=30V If=200mA

Label Offset=18,14,15,10

PinCnt=2

Pin="Anode",6,0,-7,-5 Pin="Cathode",0,0,-26,-5

[compdef]

Name=NPN

Definition=NPN

Shape=NPN

Mask=5633

Used=11

memo=NPN Transistor Label Offset=37,-17,-14,33 PinCnt=3

Pin=" Collector",3,-3,4,14

Pin="Base",0,0,-18,-3

Pin="Emitter",3,3,5,1

[compdef]

Name=2N7002E

Definition=Subckt

Shape=DNMOS

Mask=4224

memo=N-Channel MOSFET Vdss=60V Id=240mA Rds=4ohm

Label Offset=30,-12,-4,28

PinCnt=3

Pin="4",a,3,-3,-10,7 Pin="1",a,0,1,-3,16 Pin="2",a,3,3,-10,7 Power=0.3

[compdef]

Name=Pulse Source Definition=Pulse source Shape=Pulse_Source Mask=4864 Used=8

memo=Pulse Source Label Offset=18,13,15,9 PinCnt=2

Pin="Plus",6,0,-5,-4 Pin="Minus",0,0,-19,-4

[compdef]

Name=Capacitor

Definition=Capacitor

Shape=Capacitor

Mask=7425

Used=27

memo=Capacitor

Label Offset=16,12,12,12

PinCnt=2

Pin="Plus",6,0,-3,-5 Pin="Minus",0,0,-14,-5

[compdef]

Name=IRLML9301TRPBF

Definition=Subckt

Shape=DPMOS

Mask=4224

memo=P-Channel HEXFET Power MOSFET Vdss=-30V Rds=64mohms

Link=http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irlml9301pbf.pdf

Label 0ffset=36,-16,-10,34

PinCnt=3

Pin="1",a,3,-3,5,7

Pin="2",a,0,1,-2,-1

Pin="3",a,3,3,5,7

[compdef]

Name=GaAsFET

Definition=GaAsFET

Shape=NJFET

Mask=4096

Used=6

memo=GaAsFET

Label 0ffset=28,-12,-5,24

PinCnt=3

Pin="Drain",3,-3,6,14 Pin="Gate",0,0,-21,-9 Pin="Source",3,3,5,4

[compdef] Name=Sine Source Definition=Sine source Shape=Sine_Source Mask=4864 Used=1

memo=Sine Source Label 0ffset=18,12,15,12 PinCnt=2

Pin="Plus",6,0,-6,-6 Pin="Minus",0,0,-19,-6

[compdef]

Name=Inductor

Definition=Inductor

Shape=Inductor

Mask=7681

Used=40

memo=Inductor

Label 0ffset=18,9,11,12

PinCnt=2

Pin="Plus",6,0,-5,-9 Pin="Minus",0,0,-3,-9

[compdef]

Name=Diode

Definition=Diode

Shape=Diode

Mask=5377

Used=12

memo=Diode

Label 0ffset=17,10,12,12

PinCnt=2

Pin="Anode",6,0,-9,-8 Pin="Cathode",0,0,-20,-8

[compdef]

Name=VofV

Definition=VofV

Shape=VOFV

Mask=4096

Used=11

memo=Linear VofV constant dependent source

Label 0ffset=62,11,-30,59

PinCnt=4

Pin="Plus 0utput",6,0,-18,-3 Pin="Minus 0utput",6,6,-9,18 Pin="Plus Input",0,0,-31,-3 Pin="Minus Input",0,6,-29,18

[TitleBlockDef]

Name=Default0ld

Rectangle=-24,-25,232,76

FColor=None

Text="#Field1"

TextInfo=-20,-21,28,-3 , -15,0,"Arial" Text="#Field2"

TextInfo=-20,2,9,13 , -8,0,"Arial" Text="#Field3"

TextInfo=-20,20,7,31 , -8,0,"Arial" Text="#Field4"

TextInfo=-20,41,9,52 , -8,0,"Arial" Text="#Field5"

TextInfo=-20,60,7,71 , -8,0,"Arial" Line=-24,16,232,16 Line=-24,56,232,56 Line=-24,36,232,36

[Comp] Name=Battery Px=944,80 Rot=7

[Attr]

0N=-26,13,PART

V=V1

Style=8192

[Attr]

0N=-26,27,VALUE V=50

[Attr]

0N=0,0,PACKAGE V

[Comp]

Name=Resistor

Px=944,176

Rot=5

[Attr]

0N=8,-23,PART

V=R1

Style=8192

[Attr]

0N=8,-35,RESISTANCE

V=0.05

Style=8192

[Comp]

Name=Resistor

Px=600,280

Rot=1

[Attr]

ON=8,11,PART

V=R2

Style=8192

[Attr]

0N=8,23,RESISTANCE

V=10k

Style=8192

[Attr]

0N=0, 0 ,PACKAGE

V

[Comp]

Name=Ground

Px=600,328

Rot=7

[Comp] Name=PNP Px=560,232 Rot=6

C0ff=23,560,243,-111,-24 [Attr]

0N=-42,-13,PART V=Q1 Style=8192 Font=Arial

[Attr]

0N=0,11,VALUE

V

Font=Arial [Attr]

0N=-63,-1 ,M0DEL

V=BC857A

Font=Arial

[Attr]

0N=0,33,C0ST

V

Font=Arial [Attr]

0N=0,44,P0WER

V