Методы повышения помехоустойчивости приема сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией на фоне нефлуктуационных помех тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 00.00.00, кандидат наук До Чунг Тиен

• До Чунг Тиен
• кандидат наук
• 2022

Оглавление диссертации кандидат наук До Чунг Тиен

Содержание

Введение

1. ХАРАКТЕРИСТИКИ СИГНАЛОВ С МНОГОПОЗИЦИОННОЙ ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ. ВИДЫ НЕФЛУКТУАЦИОННЫХ ПОМЕХ И ОБЗОР МЕТОДОВ БОРЬБЫ С НИМИ

1.1. Основные сведения о сигналах с многопозиционной фазовой манипуляцией, схемах их формирования и приема

1.1.1. Характеристики сигнала

1.1.2. Схемы формирования и приема сигналов М-ФМ

1.2. Применение сигналов М-ФМ в радиоэлектронных системах передачи информации

1.3. Виды помех в радиоканалах и их влияние на прием сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией

1.4. Обзор работ по борьбе с нефлуктуационными помехами

1.5. Выводы по разделу

2. ОПТИМАЛЬНЫЕ АЛГОРИТМЫ ПРИЕМА СИГНАЛОВ М-ФМ ПРИ НАЛИЧИИ МЕШАЮЩИХ ВОЗДЕЙСТВИЙ

2.1. Оптимальный алгоритм приема сигналов М-ФМ с некогерентной обработкой гармонической помехи

2.2. Оптимальные квазикогерентные алгоритмы приема сигналов М-ФМ при наличии мешающих воздействий

2.2.1. Оптимальная нелинейная фильтрация сигналов М-ФМ на фоне гармонической помехи со случайной начальной фазой

2.2.2. Оптимальная нелинейная фильтрация сигналов М-ФМ при наличии доплеровского смещения частоты

2.3. Выводы по разделу

3. АЛГОРИТМЫ АДАПТИВНОЙ ФИЛЬТРАЦИИ НЕФЛУКТУАЦИОННЫХ ПОМЕХ ПРИ ПРИЕМЕ СИГНАЛОВ С МНОГОПОЗИЦИОННОЙ ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ М-ФМ

3.1. Алгоритм адаптации с использованием информации о постоянной огибающей полезного сигнала

2

3.2. Алгоритм адаптации с использованием информации о фазовой структуре сигнала М-ФМ

3.3. Адаптивный режекторный фильтр гармонической помехи

3.3.1. Модель режекторного фильтра

3.3.2. Результаты работы режекторного фильтра

3.4. Выводы по разделу 3 96 4. МЕТОДИКА ПРОВЕДЕНИЯ КОМПЬЮТЕРНОГО МОДЕЛИРОВАНИЯ

4.1. Алгоритм адаптивной фильтрации нефлуктуационных помех при приеме сигналов М-ФМ

4.2. Алгоритм некогерентной обработки гармонической помехи

4.3. Режекторный фильтр для подавления гармонической помехи

4.4. Выводы по разделу

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Список сокращений

Список литературы

ПРИЛОЖЕНИЕ А

ПРИЛОЖЕНИЕ Б

ПРИЛОЖЕНИЕ В

ПРИЛОЖЕНИЕ Г

Error! Bookmark not defined.

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Методы повышения помехоустойчивости приема сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией на фоне нефлуктуационных помех»

Введение

В современных цифровых система связи для передачи информации используются различные типы сигналов с разными энергетическими и спектральными характеристиками. Известно, что применение фазоманипулированных (ФМ) сигналов обеспечивает значительный выигрыш в помехоустойчивости по сравнению с амплитудной (АМ) и частотной манипуляцией (ЧМ). Их использование заложено в коммуникационных стандартах DVB-S и DVB-S2/S2X, беспроводных сетях стандарта IEEE 802.11, глобальной навигационной спутниковой системе ГЛОНАСС и других действующих и перспективных радиосистемах. С применением таких сигналов начаты разработки российской спутниковой системы связи, обеспечивающей высокоскоростной широкополосный доступ для аэромобильных абонентов в гражданской авиации. Свойства таких систем, а именно помехоустойчивость и пропускная способность, в значительной степени зависят от позиционности этих сигналов.

При прохождении по радиоканалу полезный сигнал взаимодействует с помехами - аддитивными и мультипликативными. В зависимости от источника возникновения и от характера их воздействия помехи делятся на собственные помехи, создаваемые источниками, находящимся в самом канале связи и внешние, чаще всего нешумовые, создаваемые сторонними радиосредствами. Такие помехи в общем называют нефлуктуационными.

Значительный вклад в исследование влияния нефлуктуационных помех на помехоустойчивости приемников ФМ сигналов внесли Финк Л.М., Окунев Ю.Б., Савватеев Ю.И., Фомин А.И., Куликов Г.В., Ялин А.К., Бывшев М. Е, Ложкин К.Ю., Стиценко А.И, Григорьев Р.Ф., Назаров О.В., Биккенин Р.Р., Андрюков А.А., Marco Chiani и многие другие. Проведенные ими оценки показали, что наличие в радиоканале, кроме шумовой, нефлуктуационных

помех вызывает энергетические потери в зависимости от интенсивности помехи и величины позиционности сигнала М от долей дБ до нескольких дБ [1-4]. В связи с этим при разработке радиосистем важнейшей проблемой является ослабление или устранение влияния нефлуктуационных помех на качество приема информации.

Решение таких задач в основном проводилось для сигналов М-ФМ с малой позиционностью (М = 2 и 4). Некоторые важные результаты для сигналов с М > 4 получены Тузовым Г.И., Савватеевым Ю.И., Петровым Е.П., Прозоровым Д.Е., Вознюком В.В., Марданшиным Э.Р., Афанасьевым В.В., Сивовым В.А.

Это определяет актуальность диссертационной работы, направленной на повышение помехоустойчивости приемников сигналов М-ФМ в сложной помеховой обстановке.

Целью диссертационной работы является разработка и исследование методов повышения помехоустойчивости систем радиосвязи, использующих сигналы с многопозиционной фазовой манипуляцией, в сложных помеховых условиях.

Поставленная цель достигается решением следующих основных задач:

1. Обзор основных методов и алгоритмов, используемых для борьбы с нефлуктуационными помехами, и выбор направления исследований.

2. Синтез и анализ оптимального приемника сигналов М-ФМ с некогерентной обработкой гармонической помехи.

3. Синтез и анализ оптимальных квазикогерентных приемников сигналов М-ФМ при наличии гармонической помехи и при наличии доплеровского смещения частоты.

3. Исследование эффективности применения режекторного фильтра для подавления гармонической помехи.

4. Разработка и исследование алгоритмов адаптивной фильтрации

нефлуктуационных помех при приеме сигналов М-ФМ.

5

5. Разработка компьютерных моделей и проведение моделирования для оценки помехоустойчивости исследуемых алгоритмов.

Объектом диссертационного исследования являются методы и алгоритмы борьбы с нефлуктуационными помехами при приеме сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией.

Предметом диссертационного исследования является

помехоустойчивость демодуляторов сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией при наличии в радиоканале нефлуктуационных помех.

Методы исследования. В диссертационной работе использованы методы статистической радиотехники, теории оптимального приема сигналов, оптимальной нелинейной фильтрации, адаптивной обработки сигналов, а также методы компьютерного моделирования.

Достоверность результатов исследования подтверждается корректным использованием математического аппарата, данными, полученными в ходе компьютерного моделирования, подтверждающими теоретические результаты и хорошо согласующимися с частными результатами других авторов, известными из открытых научно-технических источников.

Научная новизна результатов диссертационной работы заключается в следующем:

1. Синтезирован оптимальный алгоритм приема сигналов М-ФМ с некогерентной обработкой гармонической помехи и проведен анализ его помехоустойчивости.

2. Методами оптимальной нелинейной фильтрации синтезирован квазикогерентный алгоритм приема сигналов М-ФМ на фоне гармонической помехи со случайной начальной фазой и проведен анализ его помехоустойчивости.

3. Методами оптимальной нелинейной фильтрации синтезирован квазикогерентный алгоритм приема сигнала М-ФМ при наличии доплеровского смещения частоты и проведен анализ его помехоустойчивости.

4. Предложены и проанализированы алгоритмы адаптивной фильтрации нефлуктуационных помех при приеме сигналов М-ФМ:

- алгоритм адаптации с использованием информации о постоянной огибающей полезного сигнала;

- алгоритм адаптации с использованием информации о фазовой структуре сигнала;

- адаптивный режекторный фильтр.

На защиту выносятся следующие основные положения диссертационной работы:

1. Оптимальный алгоритм приема сигналов М-ФМ со схемой некогерентной обработки гармонической помехи, позволяющий за счет коррекции величин корреляционных интегралов с помощью весовых коэффициентов, зависящих от параметров помехи, частично скомпенсировать ее влияние и обеспечить энергетический выигрыш от 0,5 дБ (М = 2) до более 10 дБ (М = 16).

2. Квазикогерентный приемник сигналов М-ФМ позволяет за счет алгоритма фильтрации и компенсации гармонической помехи обеспечить энергетический выигрыш при относительной интенсивности помехи 0,5 не менее 2,5 дБ.

3. Квазикогерентный приемник сигналов М-ФМ, позволяющий скомпенсировать флуктуации фазы и частоты, вызванные нестабильностью задающего генератора и доплеровским эффектом, снижает энергетические потери по сравнению с детерминированным случаем до величины не более 1 дБ даже при высоких относительных скоростях движения передатчика и приемника.

4. Алгоритм адаптивной фильтрации помех, использующий информацию о постоянной огибающей сигнала М-ФМ, обеспечивает подавление узкополосных помех и энергетический выигрыш от 0,5 дБ (М = 2) до 10 дБ (М = 16).

5. Алгоритм адаптивной фильтрации помех, использующий информации о фазовой структуре сигнала М-ФМ, обеспечивает подавление узкополосных помех и энергетический выигрыш от 1 дБ (М = 2) до более 10 дБ (М=16).

Практическая значимость диссертационной работы заключается в следующем:

1. Предложены и проверены компьютерным моделированием алгоритмы работы адаптивных фильтров, использующих информацию о постоянной огибающей и фазовой структуре сигнала М-ФМ (получено 2 патента на полезную модель, использовано в АО «МНИИРС»).

2. Методом компьютерного моделирования показана эффективность применения режекторного фильтра для подавления гармонической помехи. Определены оптимальные параметры фильтра, при которых режекция осуществляется наилучшим образом.

3. Разработана и защищена свидетельством о регистрации программа моделирования канала передачи дискретных сообщений методом QPSK на фоне нефлуктуационных помех.

Апробация работы. Основные результаты работы были представлены на следующих научных конференциях:

- IV Международная научно-практическая конференция «Актуальные проблемы и перспективы развития радиотехнических и инфокоммуникационных систем» «РАДИОИНФОКОМ - 2019» (Москва, 2019);

- Юбилейная XXV Международная научно-техническая конференция «Радиолокация, навигация, связь», посвященная 160-летию со дня рождения А.С. Попова (Воронеж, 2019);

- Ежегодная межвузовская научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов имени Е.В. Арменского (Москва, 2019);

- II Международный научно-технический форум «Современные технологии в науке и образовании» (Рязань, 2019);

- Пятая научно-техническая конференция студентов и аспирантов РТУ МИРЭА, 26 мая 2020 г., Москва;

- Международная научно-практическая конференция «Информационные Инновационные Технологии» (Information Innovative Technologies, I2T) (Прага, 2020);

- Moscow Workshop on Electronic and Networking Technologies (MWENT-2020) (Penza, 2020);

- Шестая научно-техническая конференция студентов и аспирантов РТУ МИРЭА, 26 мая 2021 г., Москва;

- X Международная научно-практическая конференция «Актуальные проблемы и перспективы развития гражданской авиации» (Иркутск, 2021);

- V Международная научно-практическая конференция «Актуальные проблемы и перспективы развития радиотехнических и инфокоммуникационных систем» «РАДИОИНФОКОМ — 2021» (Москва, 2021).

Публикация. Результаты диссертационного исследования опубликованы в 15 работах, из них: 6 статей - в рецензируемых журналах из перечня ВАК РФ, 6 - в трудах российских и международных научно -технических конференций, 1 из которых индексированы в международной базе Scopus. Получено 1 свидетельство о государственной регистрации программы для ЭВМ и 2 патента на полезную модель.

Личный вклад автора. Все основные результаты диссертационной работы получены автором лично или при его непосредственном участии.

Исследование проводилось при финансовой поддержке Министерства науки и высшего образования Российской Федерации (уникальный

идентификатор RFMEFI57418X0190). Результаты диссертационной работы использованы в АО «МНИИРС».

Структура и объем диссертации. Диссертационная работа состоит из введения, четырех разделов, заключения, списка литературы и приложений. Она содержит 143 страниц текста, включая 52 рисунков и 5 таблиц. Список литературы включает 77 наименований.

В первом разделе даются основные сведения о сигналах с многопозиционной фазовой манипуляцией (М-ФМ), областях их применения и нефлуктуационных помехах, действующих в радиоканалах, дан обзор научно-технической литературы, посвященной анализу влияния нефлуктуационных помех на качество работы приемников и методам борьбы с такими помехами. Формулируются направления дальнейших исследований.

Во втором разделе разработаны и исследованы три оптимальных алгоритма приема сигналов М-ФМ при наличии на входе приемника мешающих воздействий: с некогерентной обработкой гармонической помехи, квазикогерентный алгоритм с компенсацией гармонической помехи и квазикогерентный алгоритм при наличии доплеровского смещения частоты.

В третьем разделе разработаны и проанализированы приемники сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией, в структуру которых введены адаптивные фильтры (АФ), служащие для подавления различных видов нефлуктуационных помех. Получены характеристики помехоустойчивости в зависимости от параметров АФ и отношения сигнал/шум на входе приемника.

В четвертом разделе представлена методика проведения компьютерного моделирования для исследуемых алгоритмов. Приведены алгоритмы моделирования и описание программ, дано описание блоков модели и результаты моделирования в частотной области при использовании режекторного фильтра при различных значениях коэффициента й.

Моделирование потверждает, что при ^=0.0005 режекция осуществляется наилучшим образом.

В заключении сформулированы основные результаты диссертационной работы и делаются выводы об эффективности применения различных методов борьбы с нефлуктуационными помехами.

В приложение вынесены листинги программ и акт внедрения результатов диссертационной работы.

1. ХАРАКТЕРИСТИКИ СИГНАЛОВ С МНОГОПОЗИЦИОННОЙ ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ. ВИДЫ НЕФЛУКТУАЦИОННЫХ ПОМЕХ

И ОБЗОР МЕТОДОВ БОРЬБЫ С НИМИ

В данном разделе даются основные сведения о сигналах с многопозиционной фазовой манипуляцией (М-ФМ), областях их применения и нефлуктуационных помехах, действующих в радиоканалах. Проводится обзор научно-технической литературы, посвященной анализу влияния нефлуктуационных помех на качество работы приемников и методам борьбы с такими помехами.

1.1. Основные сведения о сигналах с многопозиционной фазовой манипуляцией, схемах их формирования и приема

Рассмотрим основные характеристики сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией.

1.1.1. Характеристики сигнала.

В общем виде сигнал М-ФМ на тактовом интервале, равном длительности Т канального символа, несущего информацию об k=\og2M информационных битах, принимает одно из М возможных значений:

¡2п

(г) = Л ^К? + фг + фс), фг = —, I е (0,Т ], I = 0,1,...М -1, (1.1)

где А0 2Е5 / Тв - амплитуда сигнала; Е = кЕъ - энергия канального

символа; Еь - энергия, приходящаяся на один бит информации; ю0 - несущая частота; фс - начальное фазовое смещения сигнального созвездия.

Сигнальные созвездия М-ФМ изображены на рис. 1.1. Сигнальные точки и соответствующие им канальные символы расположены в соответствии с кодированием Грея.

ООО

010

М= 2, ф:=0

М= 4, ф:=л/4

110

М= 8, ф-0

Рис. 1.1. Сигнальные созвездия многопозиционной фазовой манипуляции (пунктиром показаны границы областей принятия решения).

Известно, что при оптимальном построении приемника ФМ-сигналы обеспечивают большую помехоустойчивость по сравнению с амплитудной и частотной манипуляцией и делают возможным передачу информации с высокой спектральной эффективностью [5,6]. Повышение быстродействия каналов связи с фазовой манипуляцией достигается при увеличении числа возможных положений фазы сигнала М. Величина М задает количество элементарных посылок, отличающихся только фазами. При М = 2 говорят о двухпозиционной ФМ (2-ФМ, BPSK), при М = 4 - о четырехпозиционной ФМ (4-ФМ, QPSK) и т.д. Сигнал ФМ при М > 4 относятся к классу многопозиционных сигналов.

Эффективность системы передачи информации характеризуется удельными затратами энергии и полосы частот: чем меньше эти затраты, тем эффективнее система. Многопозиционная фазовая модуляция может обеспечить реальные преимущества, если требуется уменьшить ширину полосы частот и имеется достаточная мощность сигнала.

В табл. 1.1 показаны удельные затраты полосы для сигналов М-ФМ с разной позиционностью М [7].

Таблица 1.1. Характеристика сигналов М-ФМ

Позиционность М 2 4 8 16 32

Количество информационных бит в одной посылке сигнала к = 1о^ М 1 2 3 4 5

Удельные затраты полосы 1 0,5 0,33 0,25 0,2

На рисунке 1.2 показаны спектры сигналов М-ФМ в сравнении с 2-ФМ при фиксированной скорости передачи информации [8]. Можно заметить, что ширина главного лепестка, а также боковых лепестков 4-ФМ сигнала вдвое меньше чем у 2-ФМ сигнала. Это обусловлено тем, что символьная скорость 4-ФМ сигнала вдвое меньше символьной скорости 2-ФМ. Уровни боковых лепестков 4-ФМ и 2-ФМ равны. Для сигналов М-ФМ ширина главного лепестка и символьная скорость в к = М раз меньше, чем бинарной модуляции 2-ФМ, следовательно, их спектральная эффективность в к раз выше по сравнению с 2-ФМ.

Рис. 1.2. Спектральные характеристики сигналов М-ФМ.

1.1.2. Схемы формирования и приема сигналов М-ФМ

Схемы формирования сигналов М-ФМ строятся на основе универсального квадратурного модулятора. В качестве примера того, как работает квадратурная модуляция, будем использовать 4-ФМ формирователь (рис. 1.3).

Рис. 1.3. Квадратурный модулятор формирования сигнала 4-ФМ.

Поток цифровых данных обрабатывается так, что два

последовательных бита преобразуются в параллельный поток и оба этих бита передаются одновременно. Генератор несущей частоты формирует несущее гармоническое колебание. Сам сигнал генератора является несущей для I канала, а для создания несущей Q канала применяется фазовращатель на 90°. Сигналы этих двух несущих умножаются на потоки данных /(¿) и Q(t). Два сигнала, полученные в результате этих умножений, суммируются для получения 4-ФМ сигнала.

Структурные схемы модуляторов при М > 4 реализуются как структурная схема модулятора для М = 4 с изменением устройства кодирования.

Для приема сигналов М-ФМ используются либо многоканальный корреляционный, либо квадратурный приемники. Структурная схема квадратурного приемника изображена на рис. 1.4.

Определение фазы принятого сигнала производится путем вычисления арктангенса отношения напряжений Q-канала и /-канала. Далее следует сравнение полученной оценки фазы с фазами прототипов. Вычислитель выдает фазу, ближайшую к одной из фаз прототипов, и выносит решение о канальном сигнале и, соответственно, о комбинации информационных битов.

Рис. 1.4. Структурная схема квадратурного демодулятора М-ФМ сигналов.

Структура классического многоканального корреляционного приемника М-ФМ сигналов приведена на рис. 1.5 [6]. Приемник содержит набор корреляторов, определяющих уровень схожести принимаемого сигнала с опорными колебаниям, соответствующими всем комбинациям информационных символов. После вычисления корреляционных интегралов осуществляется выбор их максимального значения, затем принимается решение о канальном символе и, соответственно, о комбинации информационных битов.

Рис. 1.5. Структурная схема корреляционного приемника М-ФМ сигналов.

1.2. Применение сигналов М-ФМ в радиоэлектронных системах передачи

информации

Энергетические и спектральные преимущества сигналов с фазовой манипуляцией предопределили их широкое применение в современных цифровых навигационных, связных и телевизионных системах, где сигналы М-ФМ применяют для повышения пропускной способности радиоканалов.

Существуют различные типы беспроводных сетей, отличающиеся друг от друга радиусом действия, поддерживаемыми скоростями соединения и технологией кодирования данных. Наибольшее распространение получили беспроводные сети стандарта IEEE 802.11a/b/g, сейчас на очереди IEEE

802.11az, в перспективе - IEEE 802.11be. В стандарте IEEE 802.11 для передачи сигналов используют фазовую модуляцию [9].

В стандарте 802.11а в качестве основного метода расширения спектра принято мультиплексирование с ортогональным частотным разделением сигналов OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). При использовании бинарной фазовой модуляции 2-ФМ пропускная способность подканала 125 кбит/с. Пропускная способность всего канала с 48 информационными подканалами составляет 6 Мбит/с (48x125 кбит/с). Квадратурная фазовая модуляция 4-ФМ позволяет удвоить пропускную способность до 12 Мбит/с.

Повышение скорости передачи информации в стандарте 802.11n достигается за счет удвоения полосы пропускания канала с 20 до 40 МГц и применения нескольких передающих и приемных антенн. В табл. 1.2 приведены скорости кодирования и скорости передачи для видов модуляции сети 802.11n при полосе 20 МГц [9].

Таблица 1.2. Скорости кодирования и передачи для видов модуляции сети

802.11n при полосе 20 Мгц

Модуляция Скорость кодирования Скорость передачи Мбит/с

2-ФМ 1/2 7,2

4-ФМ 1/2 14,4

4-ФМ 3/4 21,7

QAM-16 1/2 28,9

QAM-16 3/4 43,3

QAM-64 2/3 57.8

QAM-64 3/4 65,0

QAM-64 5/6 72,2

Другой областью применения сигналов ФМ является глобальная навигационная спутниковая система (ГЛОНАСС). В ней используются два типа навигационных сигналов: открытые - с обычной точностью и защищенные - с повышенной точностью. Открытые сигналы используют двоичную фазовую манипуляцию (2-ФМ) и передаются методом расширения спектра (DSSS). Защищенный сигнал повышенной точности передается в квадратуре на тех же самых частотах, но его псевдослучайный код имеет в десять раз большую скорость передачи, что повышает точность определения координат [10].

Сигналы М-ФМ также широко используются в формате спутникового цифрового телевидения DVB. В настоящее время данный формат существует в двух версиях - S и S2.

Стандарт DVB-S2 предусматривает использование двух типов модуляции -4-ФМ и 8-ФМ. В зависимости от выбранной кодовой скорости и модуляции, система может функционировать с отношением сигнал/шум выше 5,1 дБ, используя 4-ФМ с кодовой скоростью 2/3 или 3/4, и выше 7,8 дБ при 4-ФМ с кодовой скоростью 7/8 или 8-ФМ кодовой скоростью 2/3. Характеристики стандарта DVB-S и DVB-S2 приведены в таблице 1.3 [11].

Таблица. 1.3. Характеристики стандарта DVB-S и DVB-S2

Эквивалентная изотропно-излучаемая мощность ЭИИМ, дБВт 51 53,7

Стандарт DVB-S DVB-S2 DVB-S DVB-S2

Модуляция и кодирование 4-ФМ 2/3 4-ФМ 3/4 4-ФМ 7/8 8-ФМ 2/3

Символьная скорость, Мбод 27,5 30,9 27,5 29,7

Отношение сигнал/шум, дБ 5,1 5,1 7,8 7,8

Скорость передачи 33,8 46 44,4 58,8

информационных битов, Мбит/с

Количество программ стандартной четкости 7 MPEG-2 15 AVC 10 MPEG-2 21 AVC 10 MPEG-2 20 AVC 13 MPEG-2 26 AVC

Количество программ высокой четкости 1-2 MPEG-2 3-4 AVC 2 MPEG-2 5 AVC 2 MPEG-2 5 AVC 3 MPEG-2 6 AVC

В цифровой технологии беспроводной передачи данных для мобильной связи (EDGE) использует модуляцию 8-ФМ для пяти из девяти кодовых схем (MCS). При этом каждому 3-битовому слову соответствует изменение фазы несущей. Это эффективно (в среднем в 3 раза, в сравнении с GPRS) увеличивает общую скорость, предоставляемую GSM. Характеристика системы EDGE представлена в таблице 1.4 [12].

Таблица. 1.4. Характеристика системы EDGE

Схема кодирования (MCS) Скорость, кбит/с Вид модуляции

MCS-5 22,4 8-ФМ

MCS-6 29,6 8-ФМ

MCS-7 44,8 8-ФМ

MCS-8 54,4 8-ФМ

MCS-9 59,2 8-ФМ

1.3. Виды помех в радиоканалах и их влияние на прием сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией

В каналах радиосвязи одновременно с полезными сигналами присутствует большое количество различных помех флуктуационного и нефлуктуационного типа. Такие помехи могут быть внутренним, связанными с техническими

20

характеристиками радиоканала, либо внешними, вызванными сторонними радиосредствами или условиями распространения радиоволн.

Рассмотрим основные типы помех в радиоканале связи.

Модель шумовой помехи обычно задается в виде стационарного случайного процесса типа «белый гауссовский шум» с корреляционной функцией вида [13]:

вд=N° т (1.2)

и нулевым средним значением. Здесь N - односторонняя спектральная плотность мощности шума.

Модели нефлуктуационных помех можно записать следующим образом:

1. Гармоническая помеха

(I) = соб[(ю0 +Дюп)£ + фп], (1.3)

где ^ - относительная интенсивность, ДюП - расстройка помехи относительно центральной частоты спектра полезного сигнала ю0, фп -случайная начальная фаза при 1=0.

2. Ретранслированная помеха

¿п ^) = - т,ФпX (1.4)

где ¿(^ - полезный сигнал (1.1), т - временная задержка помехи.

3. Сканирующая по частоте помеха

¿п ) = И с°Э(®п (1У + ФпX (1.5)

2Дюд ?

®п ) = ®о +Д®д--у^

1 с

где Дюп - девиация помехи, Тс - период сканирования.

4. Фазоманипулированная помеха

¿п V) = УАа] С0^(®о + Д®п У + Фп I I е ((7 - 1)Тп, 1X 7 = I . . ., К (1.6)

где а = ±1 - случайный символ помехи, Тп - длительность символа помехи, Я = Т / Т.

Наличие в радиоканале, кроме шумовой, нефлуктуационных помех существенно снижает помехоустойчивость приема дискретной информации. Энергетический проигрыш в этом случае в зависимости от интенсивности помехи и величины позиционности сигнала М может составлять от долей дБ до нескольких дБ [1-4].

Оценке влияния нефлуктуационных помех на помехоустойчивость систем передачи дискретной информации посвещено большое количество работ. Так, например, в [3] методами статистической радиотехники проанализирована помехоустойчивость приема сигналов М-ФМ в присутствии шумовой и гармонической помехи. Показано, что прием сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией сильно ухудшается при наличии гармонической помехи, и с увеличением позиционности сигналов это влияние усиливается. Работа [2] посвещена анализу помехоустойчивости демодуляторов сигналов ФМ-2 на фоне гармонической помехи и белого гауссовского шума. Получено выражение, описывающее вероятность ошибочного приема ФМ-2 сигналов при воздействии белого шума и узкополосной помехи. Приведены результаты расчетов помехоустойчивости поэлементного приема ФМ-2 сигнала при помехах различной мощности. В [14] проведено исследование помехоустойчивости автокорреляционного демодулятора сигналов с дифференциальной фазовой манипуляцией при наличии в радиоканале гармонической помехи. Показано, что гармоническая помеха с интенсивностью, равной 0,5, вызывает энергетические потери около 3 дБ (М = 4) по сравнению со случаем, когда отсутствует такая помеха.

Анализ помехоустойчивости приема сигналов с многопозиционной ФМ при воздействии шума и импульсной помехи проведен в [15]. Полученные

результаты позволяют сделать вывод, что влияние импульсной помехи значительно усиливается по мере возрастания позиционности М. Импульсная помеха малой интенсивности оказывает слабое влияние на помехоустойчивость приемника. В работах [16,17] сравнивается влияние различных видов нефлуктуационных помех, таких как гармоническая, фазоманипулированная, сканирующая, импульсная, ретранслированная и мультипликативная на качество приема дискретной информации. Определено, что гармоническая, в том числе и сканирующая по частоте, и ретранслированная помехи обладают наибольшим мешающим эффектом. Показано, что эффективность гармонической и сканирующей помехи может значительно снижаться при их большой частотной расстройке относительно центральной частоты спектра полезного сигнала.

Оценка влияния сканирующей помехи на помехоустойчивость цифровых приемников сигналов М-ФМ проведена в [18,19]. Определено, что сканирующая помеха, попадающая в область несущей частоты полезного сигнала, наиболее опасна. С увеличением позиционности М её влияние значительно усиливается: если слабая помеха = 0,1) для М = 2 или 4 практически не увеличивает вероятность ошибки, то для М = 16 или 32 при такой же помехе снижение помехоустойчивости становится заметным. Помеха большой интенсивности (^ > 0,5) опасна для всех видов сигналов М-ФМ и практически разрушает прием.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук До Чунг Тиен, 2022 год

Список литературы

1. Помехозащищенность приема дискретных сигналов/ под ред. Ю.И.Савватеева, О.В. Назарова. - М.: Радиотехника. 2015. - 584 с.

2. Фомин А.И., Ялин A.K. Помехоустойчивость приёма цифровых фазоманипулированных сигналов на фоне синусоидальной помехи и и гауссовского шума // Телекоммуникации. 2013. №10. С. 19-26.

3. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг, Нестеров А.В., ЛелюхА.А. Помехоустойчивость приема сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией в присутствии гармонической помехи // Наукоемкие технологии. 2018. №11. С. 32-38.

4. Gennadiy V. Kulikov, Nguyen Van Dung, Vladimir P. Kulagin. Simulation of a coherent demodulator of M-ary phase shift keying signals in the presence of non-fluctuation interferences // 2019 IEEE International Conference on Real-time Computing and Robotics (RCAR). Irkutsk, Russia, 2019, 4-9 Aug., pp. 149-152.

5. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. - М.: Радио и связь, 1983. - 320 с., ил.

6. Прокис Дж. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д. Кловского. - М.: Радио и связь. 2000. - 800 с.

7. Нгуен Ван Зунг. Помехоустойчивость приема дискретных сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией при наличии нефлуктуационных помех: дис. ... кан. тех. наук: 05.12.04 / Нгуен Ван Зунг; МИРЭА. - М., 2020. -179 с.

8. Бучинский Д.И., Вознюк В.В., Фомин А.В. Исследование помехоустойчивости приемника сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией к воздействию помех с различной структурой. Труды Военно-космической академии имени А.Ф.Можайского. 2019. № 671. С. 120-127.

9. Стандарт WiFi IEEE 802.11. URL: https://ru.bmstu.wiki/IEEE 802.11 (дата обращения 1.9.2021).

10. Глобальная навигационная спутниковая система ГЛОНАСС. URL: http://ru.wikipedia.org/wiki/r.nOHACC (дата обращения 1.9.2021).

11. Стандарты спутникового цифрового телевидения DVB-S и DVB-S2. URL: http://www.dut.edu.Ua/ru/uploads/l 1079 46797651.pdf (дата обращения 1.9.2021).

12. Система EDGE. URL: https://ru.wikipedia.org/wiki/EDGE https://ru.wikipedia.org/wiki/EDGE (дата обращения: 1.9.2021).

13. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1982. - 624 с.

14. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг, До Чунг Тиен. Помехоустойчивость автокорреляционного демодулятора сигналов с дифференциальной фазовой манипуляцией при наличии релеевских замираний и гармонической помехи // Российский технологический университет. 2020. Т. 8. № 3. С. 48-58. Режим доступа: https://doi.org/10.32362/2500-316X-2020-8-3-48-58.

15. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг, До Чунг Тиен. Анализ помехоустойчивости когерентного приемника сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией при воздействии импульсной помехи // Ежегодная межвузовская научно -техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов имени Е. В. Арменского. Москва. 2019. С. 110-112.

16. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг, До Чунг Тиен. Помехоустойчивость приема сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией в канале связи с нефлуктуационными помехами // II Международный научно-технический форум «Современные технологиив науке и образовании». Рязань. 2019. Т.1. С. 9-13.

17. До Чунг Тиен, Нгуен Ван Зунг, Глухова Т.Д. Влияние нефлуктуационных

помех на помехохоустойчивость приема сигналов с многопозиционной фазовой

манипуляцией // IV Международная научно-практическая конференция

118

«Актуальные проблемы и перспективы развития радиотехнических и инфокоммуникационных систем» «РАДИОИНФОКОМ - 2019». Москва. 2019. С. 21-26.

18. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг. Анализ помехоустойчивости приема сигналов с многопозиционной фазовой манипуляциейпри воздействии сканирующей помехи. Российский технологический журнал. 2018. Т.6. № 6. С. 5-12. DOI: 10.32362/2500-316X-2018-6-6-5-12.

19. Григорьев Р.Ф., Назаров О.В., Савватеев Ю.И. Оптимальный прием дискретных сигналов на фоне мощных структурно -детерминированных помех // Радиотехника и электроника. 1998. Т. 43. №10. С. 1198-1206.

20. Нгуен Ван Зунг. Помехоустойчивость корреляционного приемника сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией при наличии ретранслированной помехи. Журнал радиоэлектроники [электронный журнал]. 2019. №3. Режим доступа: http://jre.cplire.ru/jre/mar19/4/text.pdf. DOI 10.30898/1684-1719.2019.3.4.

21. Биккенин Р.Р., Андрюков А.А. Подавление ответных (ретранслированных) помех при обработке псевдослучайных сигналов с относительной фазовой модуляцией // Информация и космос. 2016. №2. С. 27-32.

22. Вознюк В. В., Куценко Е. В. Помехоустойчивость систем радиосвязи с бинарными фазоманипулированными шумоподобными сигналами при воздействии ретранслированных компенсационных помех типа инверсии огибающей сигнала // Журнал радиоэлектроники. 2018. № 2. URL: http ://jre. cplire.ru/jre/feb18/1 /text.pdf.

23. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг, До Чунг Тиен. О помехоустойчивости приема сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией в многолучевом канале связи //Юбилейная XXV Международная научно -техническая конференция «Радиолокация, навигация, связь», посвященная 160-летию со дня рождения А.С. Попова. Воронеж. 2019. T.2. С. 334-341.

24. Prabhu V.K. Spectral occupancy of digital angle-modulation signaling // Bell system Technical Journal. 1976. V. 5. №4. P. 429-453.

25. Kulikov G.V., Kulagin V.P., Nguyen V.D., Do T.T. Influence of non-fluctuation interference on the noise immunity of incoherent receiving of signals with differential phase-shift keying // Information Innovative Technologies. Materials of the International scientific-рractical conference. Prague, 2020. С. 149-155.

26. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг, До Чунг Тиен. Влияние фазоманипулированной помехи на помехоустойчивость корреляционного демодулятора сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией // Российский технологический журнал. 2019. Т. 7. № 2. С. 18-28. DOI: 10.32362/2500-316X-2019-7-2-18-28.

27. Ложкин К.Ю., Стиценко А.И. Помехоустойчивость некогерентного и когерентного приема ДФРМ-сигнала в условиях воздействия фазоманипулированной, гармонической или гауссовской помех // Журнал Сибирского федерального университета. 2017. Т. 10. № 2. С. 260-270.

28. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами / Г.И. Тузов, В.А. Сивов, В.И. Прытков и др.; под ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1985.264 с., ил.

29.Марданшин Э.Р., Афанасьев В.В. Преобразование фазоманипулированных сигналов фильтрами селективного подавления узкополосных помех и маскирующих псевдослучайных сигналов системы лоренца. Инженерный вестник Дона. 2018. № 2 (49). С. 49.

30. Прозоров Д.Е., Петров Е.П., Подавление гармонических помех в системах связи с широкополосными сигналами // Труды 7-й Международной научнотехнической конференции «Радиолокация, навигация, связь». -Воронеж: 2001.-С. 726-731.

31. Зайцев А.В., Соловьев В.А., Царегородцев Е.Л., Кичулкин Д.А., Красавцев

О.О., Ефременков С.А. Проблемы фильтрации узкополосных помех в

120

сверхширокополосных радиолиниях передачи данных. REDS: Телекоммуникационные устройства и системы. 2018. Т. 8. № 3. С. 86-90.

32. Куликов Г.В. Эффективность использования адаптивного фильтра для подавления гармонической помехи при приеме модулированных сигналов с непрерывной фазой. Радиотехника и электроника. 2003. Т. 48. № 7. С. 854-857.

33. Веневцев С.Ю., Поваляев И.Г. Цифровой фильтр для адаптивной режекции узкополосных помех. Методы и устройства передачи и обработки информации. 2004. № 6. С. 131-134.

34. Галеев Р.Г., Краснов Т.В. Эффективность подавления структурных помех в широкополосной радионавигационной системе // Журнал Сибирского федерального университета. Серия: Техника и технологии. 2011. Т. 4. № 1. С. 58-67.

35. Манохин А.Е. Компенсация узкополосных помех с неизвестной центральной частотой и дисперсией двухканальным адаптивным модельным компенсатором помех // Системы и средства связи, телевидения и радиовещания. 2013. № 1-2. С. 150-152.

36. Петров Е.П., Алешкин Е.А. Метод подавления подобных помех с неизвестной амплитудой и задержкой сигнала в системах связи с шумоподобными сигналами // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. 2016. Том 10. №11. С. 34-39.

37. Петров Е.Л., Петров И.Е., Абатуров С.Г. Защита приемных устройств мобильной связи с шумоподобными сигналами от мощных подобных и гармонических помех // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. 2010. Т. 4. № 4. С. 21-25.

38. Шелухин О.И., Соленов В.И. Нелинейная фильтрация дискретных сигналов в негауссовских коррелированных помехах // Радиотехника. - 1997. — № 11. С. 90-95.

39. Куликов Г.В., Баланов М.Ю. Эффективность адаптивной фильтрации нефлуктуационных помех при приеме сигналов с циклически изменяющимся индексом модуляции. Радиотехника и электроника. 2005. Т. 50. № 1. С. 50-53.

40. Засов В.А., Железнов Д.В., Митрофанов А.Н., Белоногов А.С. Адаптивное подавление помех в приемных устройствах автоматической локомотивной сигнализации. Электротехника. 2017. № 3. С. 18-22.

41. В.Г. Андреев, Т.Ф. Нгуен, А.Ю. Нарбеков. Адаптивная фильтрация комбинированных помех. Вестник РГРТУ. № 3 (выпуск 45). Рязань, 2013.

42. Бордюков А.Г. Адаптивная фильтрация квазигармонических помех в информационно - измерительных системах с время-импульсным преобразованием: дис....канд. тех. наук: 05.11.16/ Бордюков Антон Геннадьевич; ЛЭТИ. - Спб., 2008. -199 с.

43. Прозоров Д.Е., Петров И.Е. Адаптивное подавление гармонических помех в системах связи с шумоподобными сигналами // Труды III Всероссийской научно-практической конференции «Современные проблемы создания и эксплуатации радиотехнических систем». - Ульяновск: 2001. — С. 108 — 111

44. Липатов И.Н., Рустамханова Г.И. Адаптивный следящий фильтр. Вестник Пермского государственного технического университета. Электротехника, информационные технологии, системы управления. 2009. № 3. С. 116-123.

45. Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. - М.: Сов. радио, 1975. - 704 с.

46. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1982. - 624 с.

47. Тихонов В.И., Харисов В.И., Смирнов В.А. Оптимальная фильтрация дискретно-непрерывных процессов // Радиотехника и электроника. - 1978. - Т. 23, № 7. - С. 1441 - 1452.

48. Ярлыков М.С., Миронов М.А. О применимости гауссовой аппроксимации в марковской теории оптимальной нелинейной фильтрации // Радиотехника и электроника. - 1972. - Т. 17, № 11. - С. 2285 - 2294.

49. Ярлыков М.С. Применение марковской теории нелинейной фильтрации в радиотехнике. - М.: Сов. радио, 1980. - 258 с., ил.

50. Градштейн И.С., Рыжик И.М. Таблицы интегралов, сумм, рядов и произведений. - М.: Наука, 1971. - 1108 с.

51. Системы фазовой синхронизации/ [Акимов В. Н., Белюстина Л. Н., Белых В. Н. и др.]; Под ред. В. В. Шахгильдяна, Л. Н. Белюстиной. - М.: Радио и связь, 1982. - 289 с.

52. Мирошникова Н.Е. Влияние ошибок синхронизации на прием цифровых сигналов// T-Comm - Телекоммуникации и транспорт. 2013. №9. С. 112-114.

53. Гоголева С.А., Демидов А.Я., Каратаева H.A., Майков Д.Ю., Ворошилин Е.П. Оценка влияния частотной расстройки на вероятность битовой ошибки в OFDMA системах связи// Доклады ТУСУР. 2011. №2. C. 45-48.

54. Симонгауз В.И. Оптимальная синхронизация и демодуляция радиосигнала с многопозиционной фазовой манипуляцией// Радиотехника. 2017. № 11. С. 87-96.

55. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг. Влияние погрешностей синхронизации на помехоустойчивость когерентного приема сигналов М-ФМ// Российский технологический университет. 2019. Т.7. №5. С. 47-61. https://doi.org/10.32362/2500-316X-2019-7-5-47-61.

56. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг. Влияние неточности тактовой синхронизации на помехоустойчивость когерентного приема сигналов М-ФМ// IV Международная научно-практическая конференция «Актуальные проблемы и перспективы развития радиотехнических и инфокоммуникационных систем» «РАДИОИНФОКОМ - 2019». Москва. 2019. С. 109-113.

57. Куликов Г.В., Нгуен Ван Зунг. Влияние неточности оценивания частоты и

фазы несущей на помехоустойчивость когерентного приема сигналов М-ФМ//

123

IV Международная научно-практическая конференция «Актуальные проблемы и перспективы развития радиотехнических и инфокоммуникационных систем» «РАДИОИНФОКОМ - 2019». Москва. 2019. С. 114-122.

58. Fuqin Xiong. Digital modulation techniques. Second edition. Artech House Telecommunications Library. Artech House. 2006. - 1039 p.

59. Куликов Г.В., До Чунг Тиен, Самохина Е.В. Оптимальная нелинейная фильтрация сигналов М-ФМ на фоне гармонической помехи со случайной начальной фазой. Russ. Technol. J. 2021;9(6):46-56. https://doi.org/10.32362/2500-316X-2021-9-6-46-56

60. Куликов Г.В., До Чунг Тиен. Оптимальная нелинейная фильтрация сигналов М-ФМ при наличии доплеровского смещения частоты // Российский технологический университет. 2022. Т. 10. № 1.

61. J.R. Treichler, B.G. Agee, "A new approach to multipath correction of constant modulus signals", IEEE Trans., 1983, vol. ASSP-31, no. 2, pp. 459-472.

62. Куликов Г.В., Кулагин В.П., Нгуен Ван Зунг, До Чунг Тиен. Адаптивный цифровой фильтр для подавления нефлуктуационных помех. Патент на полезную модель RU 194496 U1. Дата регистрации: 12.12.2019.

63. Куликов Г.В., Кулагин В.П., Шмелева А.Г., Наумов В.В. Программа адаптивного цифрового фильтра со слежением за фазой сигнала. Свидетельство о государственной регистрации программы для ЭВМ № 2019661320, зарег. 27.08.2019.

64.Уидроу Б.,Стирнз С.Адаптивная обработка сигналов:Пер. с англ. -М.:Радио и связь,1989.-404 с.:ил .

65. Rosenbaum Arnold S. PSK error performance with Gaussian noise and interference// BSTJ. 1969. V. 48. P. 413-442.

66. Nandi M. Symbol Error Probablity of Coherent PSK System in the Presence of Two Path Interference// International Journal of Physics and Applications. 2013. V. 5. № 2. P. 133-137.

67. Mohammad Samir Modabbes and Salem Nasri . Bit Error Rate Analysis for BPSK Modulation in Presence of Noise and Two Co-channel Interferens // IJCSNS International Journal of Computer Science and Network Security. 2010. V. 10. №. 5. P. 152-155.

68. Marco Chiani, Moe Z. Win and Alberto Zanella.Error Probability for Optimum Combining of M-ary PSK Signals in the Presence of Interference and Noise// IEEE Transactions on Communications. 2003. V. 51. №. 11. P. 1949-1957.

69. Milosevic M.S. and Stefanovic M.C. Performance Loss Due to Atmospheric Noise and Noisy Carrier Reference Signal in QPSK Communication Systems// Elektronika i Elektrotechnika. 2005. Vol. 58. №.2. Р. 5-9.

70. Джиган В.И. Адаптивная фильтрация сигналов: теория и алгоритмы. - М.: Техносфера, 2013. - 530 с.

71. Адаптивная компенсация помех в системах связи / под ред. Ю.И. Лосева. М.: Радио и связь. 1988.

72. Куликов Г.В., До Ч. Эффективность адаптивного фильтра с алгоритмом слежения за огибающей при приеме сигналов с многопозиционной ФМ на фоне нефлуктуационных помех. Российский технологический журнал. 2020. T.8. № 5. C. 34-43. https://doi.org/10.32362/2500-316X-2020-8-5-34-43/

73. Куликов Г.В., До Чунг Тиен. Эффективность фазового алгоритма адаптивной фильтрации при приеме сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией// Журнал радиоэлектроники. 2020. № 4. Режим доступа: http://jre.cplire.ru/jre/apr20/9/text.pdf. DOI 10.30898/1684-1719.2020.4.9.

74. Куликов Г.В., До Чунг Тиен, Нгуен Ван Зунг, Рудаков А. Режекция гармонической помехи при приеме сигнала с многопозиционной фазовой манипуляцией // IV Международная научно-практическая конференция «Актуальные проблемы и перспективы развития радиотехнических и инфокоммуникационных систем» «РАДИОИНФОКОМ - 2019». Москва. 2019. С. 104-108.

75. Куликов Г.В. Два алгоритма адаптивной фильтрации нефлуктуационных помех при приеме модулированных сигналов с непрерывной фазой // Наукоемкие технологии. 2003. № 6. C. 19-23.

76. Кулагин В.П., Куликов Г.В., До Чунг Тиен. Свидетельство о государственной регистрации программы для ЭВМ № 2020614706 от 22.04.2020 "Программа моделирования канала передачи дискретных сообщений методом QPSK на фоне нефлуктуационных помех" (по заявке № 2020613772 от 27.03.2020).

77. Куликов Г.В., Кулагин В.П., До Чунг Тиен, Лелюх А.А. Адаптивный цифровой фильтр для подавления нефлуктуационных помех: пат. 198305 Рос. Федерации МПК H03H 17/06/Куликов Г.В., Кулагин В.П., До Чунг Тиен, Лелюх А.А; заявитель и правообладатель ФГБОУ ВО «МИРЭА - Российский технологический университет». - № 2020108179; заявл. 26.02.2020; опубл. 30.06.2020. Бюл. №19. - 13 с.

ПРИЛОЖЕНИЕ А

Листинг программы «Адаптивная фильтрация нефлуктуационных помех при приеме сигнала

8-ФМ»

clear; clc; close; % Ввод исходных данных A0=1 ; % амплитуда сигнала

N = 100000; % длина информационной последовательности

SNR=7; % отношение сигнал/шум (дБ)

fc = 1; % частота несущей

fz = 1; % частота симвлов

fd = 10*fc; % частота дискретизации

td = 1/fd; % период дискретизации

M = fd/fz; % количество отсчетов на бит

m1=1; % интенсивность гармонической помехи

m2=1; % интенсивность ретранслированной помехи

m3=1; % интенсивность сканирующей помехи

m4=1; % интенсивность фазоманипулированной помехи

m5=1; % интенсивность частотно-манипулированной помехи

p=10A(-7); % коэффициент фильтра по амплитудному алгоритму

p1=10A(-6); % коэффициент фильтра по фазовому алгоритму

%Модулятор 8-ФМ сигнала

b = randi ([0 1], 1, N);

I=zeros(1,N/3);

Q=I;

for n=1 :length(b)/3 p1=b(3*n-2); p2=b(3*n-1); p3=b(3*n);

if p1==0 && p2==0 && p3==0

I(n)=1; Q(n)=0;

elseif p1==0 && p2==0 && p3==1 l(n)=1/sqrt(2); Q(n)=1/sqrt(2); elseif p1==0 && p2==1 && p3==1 I(n)=0;

Q(n)=l;

elseif p1==0 && p2==1 && p3==0 l(n)=-1/sqrt(2); Q(n)=1/sqrt(2); elseif p1==1 && p2==1 && p3==0 I(n)=-1; Q(n)=0;

elseif p1==1 && p2==1 && p3==1 l(n)=-1/sqrt(2); Q(n)=-1/sqrt(2); elseif p1==1 && p2==0 && p3==1 I(n)=0; Q(n)=-1;

elseif p1==1 && p2==0 && p3==0 l(n)=1/sqrt(2); Q(n)=-1/sqrt(2);

end end

I = repmat(I,3*M,1); % повторяем последовательность по строкам Q = repmat(Q,3*M,1); % повторяем последовательность по строкам I = I(:)'; % вытягиваем по столбцам Q = Q(:)'; % вытягиваем по столбцам t = 0 : td : (N * M - 1) * td; % массив времени ichanel= I.*cos(2*pi*fc*t); % сигнал I канала qchanel=-Q.*sin(2*pi*fc*t); % сигнал Q канала signal=ichanel+qchanel; % сигнал 8-ФМ (сумма I канал+Q канал) % Канал связи % Формирование помех % Гауссовский шум

sigma = (A0/2).*sqrt((fz*fd)/(10.A(SNR/10))); %CKO шума

noise=sigma.*(randn(1,length(t)));

%Гармоническая помеха со случайной фазой

S1 = m1.*A0.*sin(2*pi*fc*t + (2*pi/360)*(ceil((1:numel(signal))/M)-1)); %Ретранслированная фаза со случайной фазой

SS = m2.*(I.* cos(2*pi*fc*t+(2*pi/360) *(ceil((1:numel(signal)) /M)-1)) - Q.* sin(2*pi*fc*t+(2*pi/360) * (ceil((1:numel(signal)) /M) - 1))); S2=[zeros(1, 1*M) SS(1 : end - 1*M)];

%Сканирующая помеха с девиацией 5, периодом повторения 20, со случайной фазой.

a=fc+5-(10.*t/20).*(t-20.*ceil(t/20));

S3=m3.*A0.*cos(2*pi*a.*t+(2*pi/360) * (ceil((1:numel(signal))/M)-1));

%Фазоманипулированная помеха с T=Ts/2 со случайной фазой

for e=1:2*N

bp(e) = randi([0 1],1);

end

e= ceil(t/M)+1;

S4 = m.*A0.*sin(2*pi*fc*t +pi.*bp(e)+(2*pi/360)*(ceil((1:numel(signal))/M)-1));

%Сумма сигнала 8-ФМ + гауссовский шум +помеха

Signalsum=signal+noise+S1 (S2,S3,S4);

%Демодулятор 8-ФМ сигнала

%Формирование опорных сигналов

S6=cos(2*pi*fc*t);

S7=-sin(2*pi*fc*t);

%Фильтрация по алгоритму постоянной огибающей сигнала

preI=signalsum.*S6;

preQ=signalsum. * S7;

X=preI+1i.*preQ; %входные комплексные отсчеты W=zeros(1,256);

y=zeros(1,N*M); % размер вектор выходных отсчетов C=zeros(1,256); % размер вектора весовых коэффициентов

C(1)=1;

for nn=1:N*M for k=1:256 if nn>=k

W(k)=X(nn-k+1); end end

y(nn)=C*(W.');

C=C-p. * (abs(y(nn)). *abs(y(nn))-1). *y(nn). *conj(W); end

I1=real(y);

Q1=imag(y);

X1=I1+1i.*Q1;

%фильтрация по фазовому алгоритму W1=zeros(1,256);

y1=zeros(1,N*M); % размер вектор выходных отсчетов C1=zeros(1,256); % размер вектора весовых коэффициентов C1(1)=0.01; for nn=2:N*M for k=1:256 if nn>=k

W 1(k)=X1(nn-k+1);

end end

y1(nn)=C1*(W1.');

C1=C1-p1. *(abs(fd. *(y1(nn)-y1 (nn-1)))). *y1(nn). * conj (W1); end

I2=real(y1); Q2=imag(y1);

%Создание массивов сигналов

I11=reshape(I2,3*M,N/3)';

Q11=reshape(Q2,3*M,N/3)';

SS44=zeros(1,N/3);

SS55=SS44;

u=SS44;

index=SS44;

d=SS44;

%Вычисление корреляционных интегралов и принятие решения об

информационных символах

for n = 1 : N/3

SS44(n) = 0;

SS55(n) = 0;

for ii = 1 : 3*M

SS44(n) = SS44(n) + I11(n,ii);

SS55(n) = SS55(n) + Q11(n,ii);

end

u(n) = atan2(SS55(n), SS44(n)) .* (180/pi); angle = [0 45 90 135 180 -45 -90 -135 -180]; [value, index(n)] = min(abs(angle - u(n))); switch index(n) case 1 d(3*n-2)=0; d(3*n-1)=0; d(3*n)=0; case 2 d(3*n-2)=0; d(3*n-1)=0; d(3*n)=1; case 3 d(3*n-2)=0; d(3*n-1)=1; d(3*n)=1; case 4

d(3*n-2)=0; d(3*n-1)=1; d(3*n)=0; case 5 d(3*n-2)=1; d(3*n-1)=1; d(3*n)=0; case 6 d(3*n-2)=1; d(3*n-1)=0; d(3*n)=0; case 7 d(3*n-2)=1; d(3*n-1)=0; d(3*n)=1; case 8 d(3*n-2)=1; d(3*n-1)=1; d(3*n)=1; case 9 d(3*n-2)=1; d(3*n-1)=1; d(3*n)=0;

end end

%Создание массивов сигналов

I3=preI;

Q3=preQ;

I22=reshape(I3,3*M,N/3)';

Q22=reshape(Q3,3*M,N/3)';

SS444=zeros(1,N/3);

SS555=SS444;

v=SS444;

index=SS444;

g=SS444;

%Вычисление корреляционных интегралов и принятие решения об

информационных символах

for n = 1 : N/3

SS444(n) = 0;

SS555(n) = 0;

for iii = 1 : 3*M

SS444(n) = SS444(n) + I22(n,iii);

SS555(n) = SS555(n) + Q22(n,iii);

end

v(n) = atan2(SS555(n), SS444(n)) .* (180/pi); angle = [0 45 90 135 180 -45 -90 -135 -180]; [value, index(n)] = min(abs(angle - v(n))); switch index(n) case 1

g(3*n-2)=0; g(3*n-1)=0; g(3*n)=0; case 2

g(3*n-2)=0; g(3*n-1)=0; g(3*n)=1; case 3 g(3*n-2)=0; g(3*n-1)=1; g(3*n)=1; case 4 g(3*n-2)=0; g(3*n-1)=1; g(3*n)=0; case 5

g(3*n-2)=1; g(3*n-1)=1; g(3*n)=0; case 6

g(3*n-2)=1; g(3*n-1)=0; g(3*n)=0; case 7

g(3*n-2)=1; g(3*n-1)=0; g(3*n)=1; case 8

g(3*n-2)=1; g(3*n-1)=1; g(3*n)=1; case 9 g(3*n-2)=1;

g(3*n-1)=1; g(3*n)=0;

end end

% Вычисление вероятности битовой ошибки % вероятность битовой ошибки с использованием фильтром error1 = sum(b ~= d) / N;

% вероятность битовой ошибки без использования фильтра error = sum(b ~= g) / N;

ПРИЛОЖЕНИЕ Б

Листинг программы моделирования алгоритма некогерентной обработки гармонической

помехи для сигнала 8-ФМ

clc; close;

% Ввод исходных данных A0=1; % амплитуда сигнала

N = 108000; % длина информационной последовательности

b = randi([0 1],1,N); %формирование случайной информационной

последовательности

fc = 10; % частота несущей

fz = 1; % частота симвлов

fd = 10*fc; % частота дискретизации

td = 1/fd; % период дискретизации

m=0.9; % интенсивность гармонической помехи

SNR=7; % отношение сигнал/шум (дБ)

M = fd/fz; % количество отсчетов на бит

N0=2;

% Модулятор 8-ФМ сигнала

I=zeros(1,N/3);

Q=I;

for n=1 :length(b)/3 p1=b(3*n-2); p2=b(3*n-1); p3=b(3*n);

if p1==0 && p2==0 && p3==0

I(n)=1; Q(n)=0;

elseif p1==1 && p2==0 && p3==0 I(n)=sqrt(2)/2; Q(n)=sqrt(2)/2; elseif p1==1 && p2==0 && p3==1 I(n)=0; Q(n)=1;

elseif p1==1 && p2==1 && p3==1 I(n)=-sqrt(2)/2; Q(n)=sqrt(2)/2; elseif p1==1 && p2==1 && p3==0

I(n)=-1; Q(n)=0;

elseif p1==0 && p2==1 && p3==0 I(n)=-sqrt(2)/2; Q(n)=-sqrt(2)/2; elseif p1==0 && p2==1 && p3==1 I(n)=0; Q(n)=-1;

elseif p1==0 && p2==0 && p3==1 I(n)=sqrt(2)/2; Q(n)=-sqrt(2)/2;

end end

I = repmat(I,3*M,1); % повторяем последовательность по строкам Q = repmat(Q,3*M,1); % повторяем последовательность по строкам I = I(:)'; % вытягиваем по столбцам Q = Q(:)'; % вытягиваем по столбцам t = 0 : td : (N * M - 1) * td; % массив времени ichanel= I.*cos(2*pi*fc*t); % сигнал I канала qchanel=-Q.*sin(2*pi*fc*t); % сигнал Q канала signal=ichanel+qchanel; % сигнал 8-ФМ (сумма I канал+Q канал) % Канал связи % Формирование помех % Гауссовский шум

sigma=(A0/2).*sqrt((fz*fd)/(10.A(SNR/10))); noise=sigma. *randn(1,length(t)); %Гармоническая помеха со случайной фазой

S2=m.*A0.*sin(2.*pi.*(fc+1/6).*t + (2.*pi/360).*(ceil((1:numel(S1))/M)-1)); % Сумма сигнала 2-ФМ + гауссовский шум +помеха S3=S1+noise+S2;

%Формирование опорных сигналов

P1=cos(2.*pi.*(fc+1/6).*t);

P2=sin(2.*pi.*(fc+1/6).*t);

S4=cos(2*pi*fc*t);

S5=cos(2*pi*fc*t+pi/4);

S6=cos(2*pi*fc*t+pi/2);

S7=cos(2*pi*fc*t+3*pi/4);

S8=cos(2*pi*fc*t+pi);

S9=cos(2*pi*fc*t+5*pi/4);

S 10=cos(2 *pi*fc*t+6 *pi/4);

S11=cos(2*pi*fc*t+7*pi/4);

812=83-84;

813=83-85;

814=83-86;

815=83-87;

816=83-88;

817=83-89;

818=83-810;

819=83-811;

%Создание массивов сигналов 831 = ^Иаре(83, 3*М, N/3)' 841 = гевИаре(84, 3*М, N/3)' 851 = гевИаре(85, 3*М, N/3)' 861 = гевИаре(86, 3*М, N/3)' 871 = гевИаре(87, 3*М, N/3)' 881 = гевИаре(88, 3*М, N/3)' 891 = гевИаре(89, 3*М, N/3)' 8101 = ^Иаре(810, 3*М, N/3) 8111 = гевЬаре^П, 3*М, N/3) 8121 = гевИаре(812, 3*М, N/3) 8131 = гевИаре(813, 3*М, N/3) 8141 = гевИаре(814, 3*М, N/3) 8151 = гевИаре(815, 3*М, N/3) 8161 = гевИаре(816, 3*М, N/3) 8171 = гевИаре(817, 3*М, N/3) 8181 = гевИаре(818, 3*М, N/3) 8191 = гевИаре(819, 3*М, N/3)

Р11 = ^Иаре(Р1, 3*М, N/3)'; Р22 = гевИаре(Р2, 3*М, N/3)'; 8844=zeгos(1,N/3); и1=8844; 8855=8844; Ш=Ш; 8866=8844; Ш=Ш; 8877=8844; Ш=Ш; 8888=zeгos(l,N/3); И5=Ш; 8899=8844; И6=Ш; 881010=8844; Ш=Ш; 881111=8844; Ш=Ш; Х1=8844; У1=8844; Х2=8844; У2=8844; Х3=8844; У3=8844; Х4=8844; У4=8844;

X5=SS44; Y5=SS44; X6=SS44; Y6=SS44; X7=SS44; Y7=SS44; X8=SS44; Y8=SS44; tong1=zeros(1,N/3); tong2=zeros(1,N/3); tong3=zeros(1,N/3); tong4=zeros(1,N/3); tong5=zeros(1,N/3); tong6=zeros(1,N/3); tong7=zeros(1,N/3); tong8=zeros(1,N/3); d=zeros(1,N); %Некогерентная обработка помехи for n=1:N/3

SS44(n)=0; X1(n)=0; Y1(n)=0; SS55(n)=0; X2(n)=0; Y2(n)=0; SS66(n)=0; X3(n)=0; Y3(n)=0; SS77(n)=0; X4(n)=0; Y4(n)=0; SS88(n)=0; X5(n)=0; Y5(n)=0; SS99(n)=0; X6(n)=0; Y6(n)=0; SS1010(n)=0; X7(n)=0; Y7(n)=0; SS1111(n)=0; X8(n)=0; Y8(n)=0; for ii=1:3*M

SS44(n)=SS44(n)+(2/N0)*(S31(n,ii).*S41(n,ii)); SS55(n)=SS55(n)+(2/N0)*(S31(n,ii).*S51(n,ii)); SS66(n)=SS66(n)+(2/N0)*(S31(n,ii).*S61(n,ii)); SS77(n)=SS77(n)+(2/N0)*(S31(n,ii).*S71(n,ii)); SS88(n)=SS88(n)+(2/N0)*(S31(n,ii).*S81(n,ii)); SS99(n)=SS99(n)+(2/N0)*(S31(n,ii).*S91(n,ii)); SS1010(n)=SS1010(n)+(2/N0)*(S31(n,ii).*S101(n,ii)); SS1111(n)=SS1111(n)+(2/N0)*(S31(n,ii).*S111(n,ii)); X1(n)=X1 (n)+(2 *m*A0/N0). *(P11(n,ii). * S121(n,ii)); Y1(n)=Y1 (n)+(2*m*A0/N0).*(P22(n,ii).* S121(n,ii)); X2(n)=X2(n)+(2*m*A0/N0).*(P 11(n,ii).* S131(n,ii)); Y2(n)=Y2(n)+(2*m*A0/N0).*(P22(n,ii).*S131(n,ii)); X3(n)=X3(n)+(2*m*A0/N0).*(P11(n,ii).*S141(n,ii)); Y3(n)=Y3(n)+(2*m*A0/N0).*(P22(n,ii).*S141(n,ii)); X4(n)=X4(n)+(2*m*A0/N0).*(P11(n,ii).* S151(n,ii)); Y4(n)=Y4(n)+(2*m*A0/N0).*(P22(n,ii).* S151(n,ii)); X5(n)=X5 (n)+(2*m*A0/N0 ).*(p 11(n,ii).* S161(n,ii));

Y5(n)=Y5(n)+(2*m*A0/N0 ).*(P22(n,ii).*S161(n,ii)); X6(n)=X6(n)+(2*m*A0/N0).*(P 1l(n,ii).* S17l(n,ii)); Y6(n)=Y6(n)+(2*m*A0/N0).*(p22(n,ii).* S171(n,ii)); X7(n)=X7 (n)+(2*m*A0/N0 ).*(p11(n,ii).*S181(n,ii)); Y7(n)=Y7(n)+(2*m*A0/N0).*(p22(n,ii).* S181(n,ii)); X8(n)=X8(n)+(2*m*A0/N0).*(p 11(n,ii).* S191(n,ii)); Y8(n)=Y8(n)+(2*m*A0/N0).*(p22(n,ii).* S191(n,ii)); end

U1(n)=sqrt(X1(n).A2+Y1(n).A2); U2(n)=sqrt(X2(n).A2+Y2(n).A2); U3(n)=sqrt(X3(n).A2+Y3(n).A2); U4(n)=sqrt(X4(n).A2+Y4(n).A2); U5(n)=sqrt(X5(n).A2+Y5(n).A2); U6(n)=sqrt(X6(n).A2+Y6(n).A2); U7(n)=sqrt(X7(n).A2+Y7(n).A2); U8(n)=sqrt(X8(n).A2+Y8(n).A2); tong1 (n)=exp(SS44(n)).*(besseli(0,U1(n))); tong2(n)=exp(SS55(n)).*(besseli(0,U2(n))); tong3(n)=exp(SS66(n)).*(besseli(0,U3(n))); tong4(n)=exp(SS77(n)).*(besseli(0,U4(n))); tong5(n)=exp(SS88(n)).*(besseli(0,U5(n))); tong6(n)=exp(SS99(n)).*(besseli(0,U6(n))); tong7 (n)=exp(S S1010(n)). * (besseli(0,U7 (n))); tong8(n)=exp(SS1111(n)).*(besseli(0,U8(n))); % Выбор максимального значения и принятие решения об информационных символах

[value, index(n)] = max([tong1(n) tong2(n) tong3(n) tong4(n) tong5(n) tong6(n) tong7(n) tong8(n)]); switch index(n) case 1 d(3*n-2)=0; d(3*n-1)=0; d(3*n)=0; case 2 d(3*n-2)=1; d(3*n-1)=0; d(3*n)=0; case 3 d(3*n-2)=1; d(3*n-1)=0; d(3*n)=1;

case 4 d(3*n-2)=1; d(3*n-1)=1; d(3*n)=1; case 5 d(3*n-2)=1; d(3*n-1)=1; d(3*n)=0; case 6 d(3*n-2)=0; d(3*n-1)=1; d(3*n)=0; case 7 d(3*n-2)=0; d(3*n-1)=1; d(3*n)=1; case 8 d(3*n-2)=0; d(3*n-1)=0; d(3*n)=1;

end end

% Вычисление вероятности битовой ошибки error=sum(b ~= d) / N

ПРИЛОЖЕНИЕ В

ПРИЛОЖЕНИЕ Г