Методика синтеза микроконтроллерного устройства и алгоритмы управления процессами преобразования энергии в источниках питания тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.13.05, кандидат наук Иванов Евгений Андреевич

• Иванов Евгений Андреевич
• кандидат наук
• 2022

Оглавление диссертации кандидат наук Иванов Евгений Андреевич

ВВЕДЕНИЕ

ГЛАВА 1. АНАЛИЗ ПРЕДМЕТНОЙ ОБЛАСТИ

1.1 Развитие концепций построения вторичных ИИП

1.2 Цифровые системы управления вторичными источниками питания

1.3 Алгоритмы обработки данных и выработки управляющего сигнала

1.4 Постановка задач

1.5 Выводы по главе

ГЛАВА 2. Методики уменьшения значения коммутируемого напряжения в силовых ключах обратноходовых ИИП

2.1 Сопоставление существующих методик. Оценка рисков. Требования разрабатываемой методики

2.2 Требования к разрабатываемой методике

2.3 Методика снижения значения коммутируемого напряжения

2.4 Выводы по главе

Глава 3. Описание и особенности алгоритмов обработки данных и выработки управляющего воздействия

3.1 Алгоритмы применимые к методике

3.2 Рекомендованные алгоритмы (описание и блок схемы)

3.3 Применимые к методике алгоритмы

3.4 Выводы по главе

ГЛАВА 4. Аппаратно-программная реализация

4.1 Описание макетного образца

4.2 Результаты внедрения методики и алгоритмов в макетный образец

4.3 Выводы по главе

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

Приложение А. Фрагмент прошивки микроконтроллера AtMega164pa

Приложение Б. ПРОТОКОЛ № 1/22/940

Приложение В. Акт внедрения ЗАО «НПП «ОПТЭКС»

Приложение Г. Акт внедрения ООО «СИНИС+»

Приложение Д. Акт внедрения ООО НПЦ «ПлатЭкс»

ВВЕДЕНИЕ

Диссертационная работа посвящена исследованиям в области влияния паразитных индуктивно-ёмкостных параметров силовой цепи на процесс коммутации транзисторов в обратноходовых импульсных источниках питания и возможности интеллектуального управления процессом коммутации для снижения энергетических потерь при коммутации силовых ключей, а также разработке методики и алгоритмов, обеспечивающих реализацию результатов проведённых исследований.

Актуальность работы. На сегодняшний день наблюдается повсеместное внедрение устройств вычислительной техники и систем управления. Это обусловлено необходимостью автоматизации в управлении все более сложными устройствами и технологическими процессами. В частности, существует тенденция в миниатюризации вторичных источников электропитания различных устройств. При этом увеличивается удельная мощность источника питания за счёт сохранения или улучшения коэффициента полезного действия при снижении габаритов, что обеспечивается аналоговыми схемотехническими решениями или специализированными системами управления на базе устройств вычислительной техники. Так трендом выполняемых исследований и работ в данной области стал поиск возможностей управления процессом преобразования энергии для снижения энергетических потерь, что приводит к минимизации систем и конструкций отвода тепла от компонентов, входящих в состав подконтрольного источника питания.

Существующие методики и алгоритмы управления, направленные на

снижение энергетических потерь в процессе преобразования энергии,

сосредоточены на борьбе с колебаниями энергии в контуре, состоящем из

собственной индуктивности трансформатора, ёмкости затвора

транзисторного ключа и паразитных индуктивно-ёмкостных параметров

проводников. Широко представлены аналоговые схемотехнические решения

4

для источников питания построенных на схемах обратного хода, освещённые такими отечественными исследователями как Левин В.Г., Кабелев Б.В., Резников С.Б., Бочаров В.В., Харченко И.А., Ермилов Ю.В., Антонов А. А., Карпович М. С., Пичугин И. В., Васильев В. Ю.

Методики и алгоритмы, построенные на применении цифровых систем управления, представлены в зарубежной литературе и не имеют широких исследований и публикаций в отечественной литературе.

Основная научная проблематика в области управления процессами преобразования напряжения связана с исследованием возможности снижения энергетических потерь в силовой цепи в моменты коммутации транзисторов.

Публикация работ, посвященных способам снижения потерь энергии в процессе преобразования напряжения во вторичных источниках питания, и недостаток исследований по данному вопросу в сфере обратноходовых ИП свидетельствует о насущной необходимости развития в этой области.

В связи с вышесказанным крайне актуальной является необходимость разработки совокупности новых научно обоснованных технических решений, в области создания и совершенствования микроконтроллерных систем управления вторичными источниками питания, направленных на снижение энергетических потерь в процессе преобразования энергии.

Объектом исследования в данной работе являются микроконтроллерные устройства управления процессами преобразования энергии во вторичных обратноходовых источниках питания.

Предметом исследования является методика синтеза микроконтроллерного устройства и алгоритмы управления процессом преобразования энергии для снижения массогабаритных параметров вторичных источников питания.

Исходя из анализа существующих в данной области проблем, были сформулированы следующие цель и задачи работы.

Целью диссертационной работы является снижение массогабаритных параметров и повышение КПД вторичных источников питания путем совершенствования микроконтроллерных систем управления процессом преобразования энергии.

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:

- Исследовать процесс преобразования энергии во вторичных обратноходовых источниках питания.

- Исследовать возможность снижения потерь на коммутацию транзисторов при смещении момента коммутации в процессе работы обратноходового ИП.

- Разработать методику коммутации силовых ключей обратноходовых ИИП, обеспечивающую снижение потерь энергии на коммутацию силовых ключей обратноходовых ИИП.

- Провести анализ возможности снижения времени оцифровки энергетической характеристики подконтрольного источника питания микроконтроллерной системой управления.

- Провести исследование и разработку алгоритмов наискорейшего определения требуемого момента для коммутации силовых ключей ИИП.

- Провести исследование возможности снижения электромагнитных помех в обратноходовом источнике питания квазирезонансными режимами работы.

- Разработать для предлагаемого алгоритма выбора момента коммутации квазирезонансную составляющую для улучшения электромагнитной совместимости подконтрольного ИИП

- Провести экспериментальные исследования с реализацией на макетном образце для оценки эффективности разработанных алгоритмов.

- Внедрить результаты исследования и разработки в существующие обратноходовые источники питания предприятия ЗАО «НПП «ОПТЭКС».

Методы исследования. Теоретические и практические решения поставленных задач выполнены с применением теории и методов цифровой обработки сигналов, методов математической оптимизации, теории вероятности, теории математической статистики.

Научная новизна работы.

При выполнении диссертационной работы получены следующие новые научные результаты.

1. Разработана методика синтеза микроконтроллерного устройства, основанная на использовании энергетического колебательного процесса для снижения коммутируемого транзистором напряжения при открывании, что позволяет снизить рассеиваемые в тепло потери энергии и габариты системы отвода тепла.

2. Предложены алгоритмы преобразования энергии в модернизированном квазирезонансном режиме и управления этим процессом, позволяющие дополнительно снизить возникающие в источнике питания электромагнитные помехи.

3. В ходе исследования влияния индуктивно-ёмкостных характеристик элементов ИП на процесс преобразования энергии была разработана и запатентована конструкция планарного трансформатора, которая обеспечивает минимизацию габаритов ИП.

Практическая значимость работы состоит в следующих достижениях.

- Разработанная методика снижает потери энергии при коммутации силового ключа более чем на 40% в сравнении с методиками, построенными на основе аналоговых схемотехнических решений.

- Разработанная методика позволяет компенсировать изменения в параметрах компонентов, вследствие их старения, входящих в состав ИП, изменяющих положение рабочих точек системы.

- Разработанные алгоритмы позволяют сократить уровень электромагнитных помех подконтрольного источника питания и освобождают более 30% ресурсов микроконтроллера цифровой системы управления в сравнении с алгоритмами непрерывной оцифровки участков сигнала.

Достоверность результатов работы подтверждена теоретическими расчётами и моделированием, сходимостью теоретических оценок с результатами экспериментальных исследований на разработанном макетном образце.

Внедрение результатов работы.

Результаты диссертационной работы были использованы при создании источников питания различной мощности на предприятиях ЗАО «НПП «ОПТЭКС», ООО «СИНИС +», ООО «НПЦ «ПЛАТЭКС».

Новизна конструктивных решений по изготовлению силового трансформатора для разработанной методики зарегистрирована в Федеральной службе по интеллектуальной собственности, патентам и товарным знакам (РОСПАТЕНТ) - №176671.

Личный вклад автора.

Все выносимые на защиту научные положения в рамках диссертационной работы, теоретические и экспериментальные исследования и разработки выполнены лично автором. Автор принимал активное участие во внедрении результатов работы на предприятиях ЗАО «НПП «ОПТЭКС», ООО «СИНИС +», ООО «НПЦ «ПЛАТЭКС».

На защиту выносятся:

- методика синтеза микроконтроллерного устройства управления процессом преобразования энергии;

- алгоритмы цифровой обработки формы напряжения первичной цепи источника питания и выработки управляющей процессом преобразования энергии последовательности;

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Методика синтеза микроконтроллерного устройства и алгоритмы управления процессами преобразования энергии в источниках питания»

Апробация работы.

Основные результаты работы докладывались на научных конференциях:

- «Микроэлектроника и информатика - 2017», Москва;

- «Микроэлектроника и информатика - 2018», Москва;

-«Актуальные проблемы информатизации в науке и образовании -

2018», Москва.

-«Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering (ElConRus 2019)», Москва.

- IEEE Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering (ElConRus). Moscow, MIET - 2021.

Диссертационная работа соответствует специальности 05.13.05 «Элементы и устройства вычислительной техники и систем управления», так как в работе создаются принципиально новые алгоритмы для систем управления, и усовершенствуется система управления процессом преобразования энергии в обратноходовых источниках питания, построенная на методике коммутации транзисторов с минимальными потерями энергии. Теоретические и прикладные исследования ориентированы на создание и совершенствование цифровых систем управления обратноходовыми источниками питания.

По теме диссертации опубликовано 13 научных работ. Из них в ведущих рецензируемых журналах, входящих в перечень, утверждённый ВАК - 2, тезисов докладов на всероссийских конференциях - 2, патент на полезную модель №176671, 6 статей в изданиях индексируемых РИНЦ и публикация 2 статей в сборниках научных трудов (Scopus) международной

конференций IEEE ElConRus 2019 и IEEE ElConRus 2021. Без соавторов опубликовано 4 работы.

Структура и объём диссертации. Диссертационная работа состоит из введения, 4 глав, заключения, списка использованной литературы и приложений. Объём основного текста диссертации - 139 страниц. В работе содержится 63 рисунка и 11 таблиц. Список используемой литературы содержит 80 наименований.

Во введении обосновывается актуальность темы исследования, формулируются цели и задачи работы, перечисляются элементы научной новизны и практической значимости, даётся краткое содержание глав работы.

В первой главе определены актуальные проблемы построения вторичных обратноходовых источников питания. Отмечена актуальность задачи снижения потерь энергии в силовых ключах при их коммутации. Проведены исследования влияния индуктивно-ёмкостных характеристик силовой цепи на процесс преобразования энергии. Проведён анализ существующих исследований и методик снижения потерь при коммутации силового ключа. Выявлена недостаточность исследований в области применения цифровых систем управления процессом преобразования энергии в обратноходовых источниках питания. На основе проведённого анализа преимуществ и недостатков существующих методик, построенных на использовании аналоговых или цифровых решений, определены цели и задачи работы.

Во второй главе проведён сравнительный анализ существующих методик «мягкой» коммутации силовых ключей в источниках питания. Выявлены достоинства и недостатки этих методик. Рассмотрены факторы риска, способные привести к нивелированию результатов применения существующих методик. Предложена методика, позволяющая решить представленные недостатки. Описаны требования для применения

разработанной методики. Представлено поэтапное руководство по применению методики.

В третьей главе рассмотрены алгоритмы обработки данных и выработки управляющего воздействия. Проведён анализ требований к алгоритму из условий работы методики предложенной во второй главе. Рассмотрены варианты работы алгоритмов на каждом этапе обработки сигнала и выработки управляющего воздействия. Предложены различные варианты алгоритмов, сопоставимых с разработанной методикой. Определены достоинства и недостатки каждого из алгоритмов. Выделены рекомендованные квазирезонансные алгоритмы, наиболее полно раскрывающие и дополняющие возможности разработанной методики.

В четвёртой главе приведены результаты применения методики и алгоритмов на макетном образце обратноходового источника питания. Представлены характеристики и схемы макетного образца. Выполнены измерения и построены иллюстрации процесса работы макетного образца, работающего по разработанной методике. Проведено сравнение параметров образцов ИП с применением и без применения результатов диссертационной работы.

В заключении сформулированы основные результаты работы.

В приложениях представлены акты внедрения результатов диссертационной работы, основные технические характеристики обратноходового источника питания, построенного с использованием результатов исследований автора в рамках представленной работы, патент №176671.

ГЛАВА 1. АНАЛИЗ ПРЕДМЕТНОЙ ОБЛАСТИ

1.1 Развитие концепций построения вторичных ИИП

Первое упоминание об импульсных источниках питания (ИИП) можно отнести к 1940-м годам [1]. Основной же этап развития ИИП происходит с 50-х годов, когда начинается внедрение германиевых РМР транзисторов [2]. И начиная с этого этапа, важнейшими направлениями развития импульсных источников питания являлись:

1. повышение экономичности (повышение КПД);

2. увеличение удельной мощности;

3. повышение надёжности работы.

В первом приближении развитие таких вторичных источников питания проходило под эгидой внедрения более совершенных электронных компонентов и магнитных материалов. Например, одним из основных шагов в развитии было изобретение и внедрение тиристоров. Опорный труд по такому применению принадлежит авторам [3] Джентри, Гутцвиллер, Голоньяк и фон Застров.

С целью повышения надёжности ИИП создавались новые способы регулирования энергетических процессов, протекающих в источнике. Так, например, Левин В.Г. улучшает надёжность путём обеспечения защиты от повышения выходного напряжения [4]. В своей работе автор предлагает использовать помимо основных электронных компонентов - выключатель тока, выполненный на тиристоре и стабилитроне. Предложенная схема позволяет предотвратить превышение напряжения, приводя к срыву генерации, в случае превышения напряжения пробоя стабилитрона.

В дальнейшем происходит всё большая модернизация преобразователей энергии. Они подразделяются на однотактные [5] и двухтактные [6 (с.256), 7]. Однотактные, в свою очередь на преобразователи прямого хода и обратного хода [8]. Простейшим двухтактным

преобразователем является преобразователь, построенный на мультивибраторе Ройера [9] (Рис. 1).

Рис. 1 Мультивибратор Ройера

К двухтактными преобразователями относят любые - имеющие двунаправленное возбуждение трансформатора. Например, в мостовой схеме [10] (Рис. 2) силовые ключи изменяют полярность напряжения первичной обмотки.

Рис. 2 Схема мостового преобразователя

На практике, переключение транзисторов происходит не одновременно, в силу опасности возникновения короткого замыкания. Следовательно, необходим небольшой временной интервал при коммутации. Преобразователи, работающие по схеме полного моста, имеют следующие преимущества:

1. Уменьшение габаритов за счёт отсутствия намагничивания сердечника трансформатора.

2. Симметричность выходного напряжения.

3. Силовые транзисторы работают в более щадящем режиме. Однотактные прямоходовой и обратноходовой преобразователи

представлены на Рис. 3и Рис. 4 соответственно [11].

Рис. 3 Однотактный одноключевой прямоходовой преобразователь

VD1

Рис. 4 Однотактный одноключевой обратноходовой преобразователь

Преимуществами однотактных схем преобразования можно считать:

— Меньшее количество компонентов схемы.

Данное преимущество нивелируется размером трансформатора, во многих случаях, значительно превышающего по своим габаритам трансформатор сопоставимой двухтактной схемы в силу необходимости использования его для функций запасания энергии. Однако, в случае применения планарного трансформатора [12] массогабаритные размеры однотактного ИИП значительно лучше.

— В силу снижения количества компонентов упрощено управление энергетическими процессами схемы.

Учитывая направления развития источников питания, появились различные способы увеличения надёжности и КПД. С целью улучшения условий работы силовых транзисторов предложены способы уменьшения потерь на их переключение [13-18].

Борьба за снижение потерь на переключение силовых транзисторов даёт следующие преимущества:

— Увеличение рабочей частоты. За счёт снижения потерь на переключение также снижаются динамические потери, состоящие из озвученных потерь и рабочей частоты. По этой причине становится возможным переключать ключи чаще и без превышения их возможности рассеивания тепла.

— Снижение мощности радиопомех. Чем ниже потери на переключение, тем слабее излучение, возникающее в момент переключения транзистора, которое сопровождается импульсами тока и напряжения.

— Улучшение условий работы силовых транзисторов. Остаточная энергия в транзисторе на момент переключения способствует возникновению большого количества тепла, выделяемого на участке его кристалла. Чем меньше остаточная энергия, тем меньше энергии выделяется в тепло.

— Повышение эффективности использования силовых ключей. Так как максимальное значение тока протекающего через транзистор ограничивается максимальным количеством тепла, которое может быть отведено от кристалла, то снижение потерь на переключение позволит увеличить уровень тока через кристалл при тех же способах охлаждения транзистора.

Снижение потерь на переключение транзисторов также называется их «мягким включением/выключением» или «мягкой коммутацией» [19-21]. Концепцию такого переключения удобно рассматривать, начиная с простых примеров - схем с одним ключом (транзистором). В качестве нагрузки используются обмотки трансформатора. В анализе концепции снабберов [2226] рассматриваем силовой транзистор ЮВТ.

Как известно, транзистор может располагаться как со стороны положительной шины питания трансформатора, так и с отрицательной стороны. В этих случаях говорят, что схема выполнена с «нижним» и «верхним ключом» соответственно [27]. Указанные схемы представлены на Рис. 5 и Рис. 6.

Рис. 5 Одноключевая схема с нижним ключом

Рис. 6 Одноключевая схема с верхним ключом

В силу отсутствия полной магнитной связи между обмотками в реальном трансформаторе, представленные схемы дополняют индуктивностью включённой последовательно с первичной обмоткой (Рис. 7, Рис. 8). Такая индуктивность носит характер индуктивности рассеяния.

Не смотря на то, что индуктивность рассеивания носит во многом нежелательный характер [28-30], заставляя различными способами предотвращать накопление в ней энергии, чтобы не произошло насыщение в магнитопроводе, существуют способы использования этой индуктивности

для включения силового ключа при нулевом токе. Данные способы будут рассмотрены далее.

Рис. 7 Эквивалентная одноключевая схема с нижним транзистором

Рис. 8 Эквивалентная одноключевая схема с верхним транзистором Это объясняется следующим выражением (1.1):

и

= — &

ь 18

(1.1)

Выражение 1.1 показывает, что в индуктивности L ток зависит от напряжения и возрастает линейно за время 1 Но за короткое время значение тока не успеет достигнуть существенной величины. Значит, величина тока, а, следовательно, и величина потерь при включении транзистора, будет меньше при высоких значениях индуктивности.

Возникает некий парадокс, который заключается в том, что высокое значение индуктивности рассеивания позволит снизить величину тока и потерь при включении транзистора, но приведёт к необходимости утилизировать энергию, накопившуюся в трансформаторе.

Решением на данный момент является снижение уровня индуктивности рассеивания до уровня, удовлетворяющего требованиям разработчика, чтобы оставалась возможность включать транзистор, пользуясь линейной характеристикой тока. Поэтому именно проблема выключения силового ключа является наиболее распространённой в задачах снижения потерь на коммутацию.

В момент, когда необходимо выключить транзистор, ток на его силовых контактах и в обмотке трансформатора максимален. В момент, когда снимается напряжение с управляющего контакта транзистора, в его управляющем переходе начинают рассасываться заряды. Через определённое время коллекторный переход уже не способен обеспечить уровень тока протекающего на момент начала выключения. Так как ток в индуктивности не может изменяться мгновенно, она начинает забирать заряды с коллекторного перехода транзистора. Поскольку ток в коллекторном переходе продолжает уменьшаться, возникает разность токов упомянутого перехода и индуктивности рассеяния. Эта разность заряжает внутреннюю ёмкость транзистора, увеличивая напряжение на нём. В этот момент на транзисторе начинает рассеваться мощность [31] в каждый момент времени равная:

Р = I • и

'рас 'к "-'кэ

(1.2)

где /к- ток коллекторного перехода; икэ - напряжение на транзисторе.

Интеграл этой мощности по времени и есть величина потерь в транзисторе при его выключении.

Поскольку максимальный уровень напряжения на транзисторе определяется уровнем энергии в индуктивности рассеивания, то может произойти превышение напряжения пробоя транзистора. Для защиты транзистора применяют схему, показанную на Рис. 9.

Рис. 9 Схема включения фиксирующего диода и снабберов выключения

При превышении уровня напряжения на контактах транзистора значения напряжения фиксации иЕ диод фиксации УБр ограничит этот уровень.

Чтобы снизить уровень потерь энергии в транзисторе при его выключении применяют схемотехнические решения, известные как снабберы [32]. Эта концепция заключается в подключении конденсатора к активному выводу транзистора и создании специальных схем заряда и разрядки этого конденсатора.

Наличие такого конденсатора снижает скорость нарастания напряжения на транзисторе, в момент выключения, при неизменной скорости

изменения тока. Значит, величина интеграла по времени произведения тока коллектора и напряжения на транзисторе станет ниже.

В зависимости от того как производится перезаряд конденсатора снабберы делятся на 2 вида (Рис. 9):

1. Диссипативные - в которых конденсатор рассеивает накопленную энергию на резисторе [33].

2. Регенеративные - в которых энергия возвращается в источник питания или выходную цепь [34].

Пример диссипативного снаббера приведён на Рис. 10. При включении транзистора начинается разряд конденсатора С5М через резистор . При этом существует постоянная времени:

I = • СБЫ (1.3)

где - величина омического сопротивления резистора в цепи снаббера;

СБМ - соответствующая величина ёмкости конденсатора в цепи снаббера, перезарядка которого осуществляется.

Рис. 10 Пример диссипативного снаббера для схемы с нижним ключом

За время i, величина напряжения указанного конденсатора снизится до 37% от исходного значения. Разрядку конденсатора считают оконченной при остаточном напряжении на его обкладках в пределах нескольких вольт. Чтобы осуществить разряд CSN при напряжении питания 300В потребуется время, порядок которого можно определить по следующей формуле:

Т = (4 + 5) ^ = (4 + 5) •Rs„• CSN (1.4)

По этой же формуле можно определить минимальную длительность импульсов, обеспечивающих порог эффективной работы снаббера. В случае уменьшения величины сопротивления резистора RSn удастся снизить допустимую длительность импульсов с сохранением эффективности разрядки конденсатора, но при этом увеличится величина тока, протекающего через транзистор в момент его включения, и коммутация перестаёт быть «мягкой»:

U

ISN = (1.5)

Величина напряжения на обкладках

конденсатора Csn перед включением силового ключа равна величине напряжения питания U. После включения транзистора в резисторе RSN происходит рассеивание энергии накопленной в конденсаторе. Величина запасённой энергии определяется по формуле:

CSN • и2

ESN = (1.6)

Примем частоту коммутации транзистора равной f. Тогда мощность, рассеиваемая резистором, она же работа на его нагревание, будет описываться следующей зависимостью:

Сбы • и2

Рзм = = Г(1.7)

При выборе величины ёмкости конденсатора Сбм важно руководствоваться, в равной степени, следующими пунктами:

1. Увеличение ёмкости конденсатора СБМ приводит к снижению энергии в момент коммутации транзистора. Это улучшает условия работы силового ключа.

2. С увеличением ёмкости конденсатора СБМ уменьшается коэффициент заполнения импульсов передачи энергии, а значит, снижается величина максимальной мощности разрабатываемого источника питания.

3. Следует учитывать величину рассеиваемой на резисторе энергии, которая зависит от ёмкости конденсатора по формуле 1.7.

Критерием эффективности снаббера принято считать снижение пиковой мощности, которая рассеивается на обкладках транзистора. Существует рекомендуемый диапазон ёмкости конденсатора СБМ, при котором обеспечивается наибольшая эффективность диссипативного снаббера.

С^ = 1 ^ 15 нФ

Но из формулы 1.7 видно, что при снижении частоты коммутации транзистора f можно увеличить ёмкость конденсатора С^ с сохранением величины рассеиваемой на резисторе мощности.

Рассмотрим пример регенеративного снаббера для схемы с нижним ключом (Рис. 11).

Рис. 11 Пример включения регенеративного снаббера в схему с нижним

ключом

Было описано, что при выключении силового ключа, в результате процесса обмена энергией с индуктивностью рассеяния, напряжение на транзисторе достигнет величины:

Уут — Ур + иу^р где Ир - напряжение фиксирующего источника; иУПр - падение напряжения на диоде фиксации У05И1.

(1.8)

При этом, величина напряжения на обкладках конденсатора будет описана формулой:

^СБИ — Уут и иуПр2 — + иуПр и иуПр2 где иУПР2 падение напряжения на диоде У05И2.

(1.9)

Можно считать, в силу того факта, что отклонение характеристик диодов одного производителя и одной серии пренебрежительно мало, что выполняется следующее равенство:

Тогда выражение 1.9 принимает упрощённый вид:

Ucsn = UF-U (1.10)

Далее, вся энергия, имеющаяся в индуктивности рассеяния, перейдёт в источник фиксирующего напряжения. После чего уровень напряжения на коллекторе транзистора установится равным величине напряжения питания U, а ток индуктивности рассеяния ILS и, соответственно, трансформатора установится равным нулю. Оба фиксирующих диода закроются и, если величина напряжения на обкладках конденсатора CSN будет меньше, чем величина напряжения питания U, то переходной процесс закончится. В противном случае, при превышении величины напряжения питания, откроется диод VDSN1 и величина напряжения обкладок конденсатора станет равным U, с точностью до величины падения напряжения открытого диода. Отсюда можно сделать вывод, что для обеспечения процесса зарядки конденсатора необходимо, чтобы выполнялось следующее условие:

UF = 2 • U (1.11)

Очередная коммутация VT1 приведёт к снижению напряжения на обкладках самого ключа и конденсатора до пренебрежительно малых значений. В этот момент VDSN1 приложит напряжение UCSN к индуктивности снаббера. Возникнет колебательный процесс между конденсатором снаббера и индуктивностью той же цепочки. Период его колебаний можно описать по формуле:

TSN = 2 •i • V (LSN • CSN) (1.12)

В момент, когда конденсатор содержит всю накопленную за коммутацию энергию, определяемую формулой 1.6, его напряжение максимально, а ток в дросселе снаббера отсутствует.

Из теории колебательного процесса следует, что спустя время равное Т5М /4 величина напряжения на обкладках конденсатора цепи снаббера станет равной нулю, а значение тока в обмотке , напротив, примет

максимальное значение. Значит, вся энергия перейдёт в дроссель цепи снаббера:

А ■ ]2

с 'БЫ (л

Ебм =-2--(1)

Сопоставление формул 1.6 и 1.13 позволяет получить следующие зависимости:

Е™ =-2-= 2 (1'14)

Выразим 15Ы из 1.14:

Ьм = УсБЫ^ ^БЫ (1-15)

Далее начнётся зарядка конденсатора в цепи снаббера, но уже напряжением противоположной полярности. За время Т5М/4 энергия из индуктивности цепи снаббера перейдёт в рассматриваемый конденсатор. На этом прекратится колебательный процесс, ток цепи установится в значении нуля, диод У05И1 закроется.

С этого момента конденсатор С5Ы готов выполнять свою основную роль в процессе работы схемы снаббера. Время, за которое происходит полный цикл зарядки, разрядки и зарядки с противоположной полярностью конденсатора С5И, описывается формулой:

1 1 I-

ТСБМ = 2 • = ^ • 2 • (1БИ • СБИ ) (1-16)

Как и в случае с диссипативным снаббером, для схемы с регенеративным - есть возможность определить наименьшую протяжённость импульсов, при сохранении эффективной работы всей схемы. Достигается это по формуле 1.16.

Необходимо учитывать, что на практике для схем с регенеративным снаббером разрабатываются компенсационные цепи [35]. Цель этих цепей -скомпенсировать потери энергии колебательного процесса, из-за которых не происходит полного заряда конденсатора С5М.

Величину ёмкости конденсатора СБМ определяют, руководствуясь теми же условиями, что и при определении соответствующей величины ёмкости диссипативного снаббера. Увеличение значения ёмкости снизит нагрузку на транзистор, но приведёт к увеличению заваливания фронтов при выключении, а значит к снижению наименьшей результативной длительности импульсов передачи энергии и к уменьшению общей мощности разрабатываемого источника питания.

На практике значение ёмкости СБМ определяют в диапазоне:

С™ = 1 - 22 нФ (1.17)

В этом случае величина потерь энергии на выключение силового ключа становится соизмеримой с величиной потерь энергии в проводящем режиме работы транзистора.

Как видно из представленных в 1.17 значений - диапазон подходящей величины ёмкости конденсатора С^ диссипативного снаббера несколько ниже.

Помимо величины ёмкости конденсатора, следующим этапом, определяется величина индуктивности . Условие выбора определяется тем фактом, что чем ниже значение индуктивности, тем быстрее перезаряжается конденсатор. Наименьшее значение индуктивности определяется из формулы 1.15 с тем условием, чтобы величина тока,

27

полученная по формуле, не превышала допустимого значения тока в паспорте к транзистору.

На представленных примерах проиллюстрирована работа диссипативной и регенеративной схем снаббера, но стоит отметить, что разработано большое количество вариантов таких схем для более сложных вариаций источников питания. Например, включение регенеративного снаббера в схему косого моста (Рис. 12) или включение диссипативных снабберов в схему полумоста (Рис. 13).

Рис. 12 Включение регенеративного снаббера в схему косого моста

Рис. 13 Включение диссипативного снаббера в схему полумоста

28

Существуют и другие подходы к снижению потерь на коммутацию силовых ключей ИИП.

Кабелев Б.В. [36] снижает потери на переключение, используя схему, в которой задействуются паразитные ёмкости [37] силовых ключей Рис. 14. В своём подходе реальные силовые ключи автор представляет в виде эквивалентной схемы 6 и 7 соответственно. Эквивалентная схема силового ключа имеет в своём составе:

1. транзистор (7,8);

2. конденсатор (9,10), отражающий паразитную ёмкость транзистора;

3. диод (11, 12), представляющий паразитный проводящий канал силового ключа.

В своей работе Кабелев Б.В. вводит конденсаторы 13 и 14, обеспечивающие, в совокупности с индуктивностью трансформатора, работу колебательного энергетического контура.

Рис. 14 Схема способа импульсного преобразования постоянного

напряжения Кабелева Б.В.

Схема работает в два периодических этапа. На первом этапе, при включенном силовом ключе 6, происходит запасание магнитной энергии трансформатора 15 и энергии конденсатора 13 и снижение энергии запасённой в конденсаторе 14. На втором этапе силовые ключи переключаются, и осуществляется передача магнитной энергии во вторичную обмотку трансформатора 15 к выпрямляющему диоду 16. При этом конденсаторы схемы (13 и 14) осуществляют защиту силовых ключей, как в режиме их включения, так и в режиме выключения.

Представленная схема позволяет поддерживать уровень напряжения на разомкнутом и замкнутом ключах в пределах напряжения питания, причём сохраняется трапецеидальная форма коммутируемой энергии с плоской вершиной без выбросов. Это обеспечивает безопасность траектории полупроводникового ключа.

На Рис. 15 представлены формы сигналов, иллюстрирующие работу предложенной схемы источника питания, для периода Т - запасания энергии в трансформаторе 15 и периода Т2 - передачи запасённой энергии во вторичную обмотку.

Рис. 15 Форма напряжения коммутируемой энергии

Автор данного патента тоже использует конденсаторы для снижения скорости нарастания значения напряжения на силовых ключах, как и в рассмотренных схемах снабберов. Выбор величины ёмкости конденсатора также ограничивается условиями, в которых увеличение ёмкости приводит к снижению нагрузки на транзистор, но заваливает фронты коммутируемой энергии. Кроме того, в силу использования автором схемы обратноходового

преобразователя энергии трансформатор выполняет роль катушки индуктивности запасающей энергию периода Т1 работы схемы.

Такая роль трансформатора приводит к необходимости увеличивать его индуктивность, чтобы достичь запасания требуемого уровня энергии Е в период Т1:

Е = (1.18)

Это накладывает дополнительные требования на конфигурацию электромагнитного компонента и учитывается как при его проектировании, так и при выборе компонентов источника питания.

Развитие способов аналоговой оптимизации энергетических процессов происходит и в сфере применения схем с обратной связью [38] и согласующих устройств[39]. Так, например, авторы [40] расширяют функциональные возможности схемы, предложенной Кабелевым Б.В., и предлагают использовать согласование для контроля текущих показателей относительно эталонных и в зависимости от ошибки вырабатывать управляющее воздействие. Схема предложенного варианта представлена на Рис. 16.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Иванов Евгений Андреевич, 2022 год

источника питания

Помимо текущего режима микроконтроллер должен обеспечить стабилизацию уровня напряжения на выходе источника питания. Поскольку широтно-импульсная модуляция в данной методике затруднена квазирезонансной направленностью, рекомендуется использовать частотно-импульсную модуляцию с сохранением чередования сигналов.

Иллюстрация двух случаев частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) при необходимости повышения и понижения выходного напряжения в квазирезонансном режиме представлена на Рис. 41 и Рис. 42 соответственно.

Рис. 41 Изменение формы напряжения первичной обмотки при увеличении

частоты коммутации транзистора

Рис. 42 Изменение формы напряжения первичной обмотки при уменьшении

частоты коммутации транзистора

В случае изменения нагрузки геометрия импульса и положение «ложбин» меняется. Для отслеживания этих изменений алгоритм контролирует характер импульсов с определённой периодичностью. Если контролируемый короткий импульс не имеет ложбин или имеет более одной ложбины, то происходит растягивание или сужение импульса соответственно (Рис. 43).

Рис. 43 Контроль изменения ширины импульсов по импульсу «А»

Сужение осуществляется до первой «ложбины». Расширение происходит в несколько этапов. Проверяется ближайший длинный импульс соответствующий положению третьей «ложбины» до изменения нагрузки. В

случае, если в контролируемом импульсе присутствуют искомые «ложбины», короткий импульс расширяется до первой из них. Если в контролируемом импульсе отсутствует «ложбина», то короткий импульс расширяется до величины текущего контролируемого импульса и снова проверяется длинный импульс после пересчёта его величины.

Выработка управляющего воздействия

Выработка управляющего воздействия не имеет значительной вариативности в отличие от шага обработки сигнала или выбора благоприятного момента для коммутации. Данный шаг алгоритма всецело зависит от схемотехнических решений разработчика и основывается на выбранном оборудовании.

Следует учесть ряд особенностей для реализации данного этапа:

- В случае если подконтрольный источник питания использует маломощный транзистор для коммутации силовой цепи и параметров микроконтроллера достаточно для обеспечения требуемого уровня тока и напряжения на затворе этого транзистора, то можно использовать вариант прямого подключения транзистора к микроконтроллеру (Рис. 44).

У02

СЫО

Рис. 44 Вариант прямого подключения затвора силового транзистора к

микроконтроллеру 93

Диоды УБ1 и УБ2 выступают в роли защитных компонентов от случайных обратных токов. Резистор Я является токоограничивающим элементом для защиты микроконтроллера при выходе из строя силового ключа.

- В случаях, когда силовой ключ обладает высокой ёмкостью затвора и для его открытия нужна значительная мощность, которой не обладает микроконтроллер, возможна передача сигнала управления через операционный усилитель (Рис. 45) или микросхему повторителя (Рис. 46).

+ 115±5В

Рис. 45 Вариант подключения затвора силового ключа через операционный

усилитель

А

Ус! с!

□ А1

У[)2

КЗ

УТ1

001

Р1Ы X

т

о

У01

А

Рис. 46 Вариант подключения затвора транзистора через микросхему

Следует отметить, что скорость передачи сигнала через операционный усилитель или микросхему повторителя должна быть учтена при определении момента коммутации. Необходимо сдвинуть время выработки сигнала управления на более ранний срок, соответствующий времени, которое необходимо, чтобы сигнал управления поступил на затвор силового ключа.

повторителя

3.2 Рекомендованные алгоритмы (описание и блок схемы)

В разработанной методике с целью минимизации электромагнитных помех рекомендуется использовать алгоритмы, обеспечивающие квазирезонансный режим работы подконтрольного источника питания.

Сфокусируемся на нескольких специально разработанных для представленной методики квазирезонансных алгоритмах [78]:

- последовательный алгоритм;

- предсказывающий алгоритм [79].

Последовательный алгоритм.

Алгоритм построен на считывании значений с подконтрольной АЦП полный период времени между коммутацией силового ключа. При этом рабочая частота первой и нескольких последующих коммутаций определяется штатной частотой подконтрольного источника питания. Считанные значения вносятся в буферную память микроконтроллера для дальнейшей обработки.

Далее, уже по описанному в пункте 3.1 данной работы методу, вычисляются номера значений из считанного массива, имеющие наименьшие значения в определённых промежутках - локальные минимумы, если рассматривать массив считанных значений как функцию изменения напряжения по времени.

Полученные номера значений позволяют определить, сколько времени с момента начала рассматриваемого отрезка прошло до попадания в каждую из найденных «ложбин». Данное время будет использовано для определения новой квазирезонансной частоты коммутации силового ключа.

Следующим шагом алгоритма становится формирование импульсов коммутации силового ключа на квазирезонансной частоте. Иллюстрация формы таких импульсов представлена на Рис. 47. Где «1»-короткий импульс, «2» - средний, «3» - длинный.

Рис. 47 Форма управляющей последовательности импульсов

В соответствии с пунктом 3.1 данной работы выполняется чередование импульсов различной длины. Обозначим самый короткий из трёх вариантов импульс «1», средней длины «2» и длительный «3». Последовательность импульсов «1,2,1,3,1,2,1,3,..» будет предпочтительной ввиду того, что алгоритму необходимо сверять правильность выбора момента коммутации по короткому импульсу, который требует меньше времени на считывание и обработку и в данной последовательности встречается чаще, что увеличивает скорость реакции всей системы на изменения.

Схема, отражающая процесс работы алгоритма, представлена на Рис.

48.

Рис. 48 Схема последовательного алгоритма Предсказывающий алгоритм

Данный алгоритм основан на меньшем числе обращений к АЦП (Рис. 49). В ходе его работы определяется только первый максимум (1), последующий минимум (2) и дальнейший максимум (3).

и,В

Рис. 49 Иллюстрация опорных точек предсказывающего алгоритма

Дальнейшее считывание излишне, потому что алгоритм уже может определить период затухающих колебаний равный удвоенному времени между точками 2 и 3.

Т = (¿з - • 2 (3.3)

Положение во времени «ложбин» будет определяться по формулам:

*Л1 = ¿2 (3.4)

*Л2 = ^ + т (3.5)

¿Л3 = ^2 + 2 • Т (3.6)

При последующих считываниях для проверки правильности определения рабочих точек допускается отбрасывать обращения к АЦП во временном промежутке t = ¿2/2.

Следует обратить внимание, что отчёт времени ведётся не от начала координат на Рис. 49, а от точки «0» соответствующей моменту начала коммутации силового ключа.

Определение минимума (2) происходит в результате поиска локального минимума среди значений, которое меньше максимума (1) более чем на 10%.

Величина игнорируемого диапазона выбрана экспериментально для обеспечения защиты от ложных срабатываний алгоритма на шумовое изменение сигнала (Рис. 50).

Рис. 50 Участок ложного минимума

Функционирование предсказывающего алгоритма отражено на схеме представленной на Рис. 51. Блоки, отражающие особенности и отличие алгоритма от рассмотренного последовательного алгоритма, выделены цветом.

Алгоритм так же осуществляет коррекцию выходного управляющего воздействия, основываясь на сигнале рассогласования от цепи обратной связи.

Начало

Рис. 51 Схема предсказывающего алгоритма

Блок вычисления положений «ложбин» отражает операции вычисления последующих минимумов после определения периода колебаний по параметрам первой полуволны.

Блок считывания данных с АЦП в суженном диапазоне формирует диапазон времени, в который будет производиться опрос АЦП, отбрасывая часть начального прямоугольного участка.

Оба квазирезонансных алгоритма имеют возможность дополнительного увеличения диапазона регулирования выходного сигнала к имеющейся частотно-импульсной модуляции. Идея данного способа заключается в изменении последовательности формируемых сигналов.

Типовая рекомендуемая последовательность «1,2,1,3,1,2,1,3,..» может быть изменена микроконтроллером для увеличения выходной мощности источника питания в ущерб снижения времени реакции системы на отклонение рабочей точки или времени опроса АЦП. Для этого может быть использовано 2 способа:

- Увеличение количества длительных импульсов в последовательности.

Например, рекомендуемая последовательность может принять следующий вид:

"1,2,1,3,1,2,1,3 ..." ^ "1,2,3,1,2,3,1,2,3,..." ^ "1,3,2,3,1,3,2,3,1,3,2,3,..."

В данном случае, чем больше длительных импульсов находится между короткими контрольными импульсами «1», по которым алгоритм производит коррекцию времени коммутации, тем реже происходит эта коррекция и снижается время реакции системы на смещение рабочей точки.

- Переход алгоритма к последовательности импульсов следующего порядка (Рис. 52).

В данном случае выполняется переопределение средних импульсов «2» в короткие импульсы «1», длинных «3» в средние «2» и происходит увеличение длинных импульсов «3» до «3+». Импульсы «3+» удлиняются на один период колебаний до следующей «ложбины».

Рис. 52 Форма удлинённых импульсов коммутируемого напряжения

3.3 Применимые к методике алгоритмы

Алгоритмы в зависимости от принятых решений в вариативных шагах их работы, представленных в разделе 3.2 данной главы, сводятся к следующим шести модификациям:

1. Алгоритм полного перебора с ЧИМ (Табл. 2).

Табл. 2 Операции алгоритма полного перебора с ЧИМ

Операция Выполнение

Считывание данных с АЦП. В период времени с Ц по (Рис. 36) Раз в п количество формируемых управляющих импульсов в зависимости от требуемой скорости реакции системы и наличия дополнительных функций, выполняемых блоком управления.

Выбор момента коммутации. Перебором осуществляется поиск и фиксация положения первой ложбины, которая соответствует точке Хг (Рис. 36).

Формирование управляющего сигнала Формирование последовательности управляющих сигналов состоящей из импульсов фиксированной длины (¿0, Хх)

Корректировка выходной мощности подконтрольного ИП В силу невозможности изменения длины управляющих импульсов применяется методика снижения длительности пауз между импульсами, аналогично частотно-импульсной модуляции.

Данная модификация наиболее схожа с существующими аналогами. Отличие заключается в фиксации положения первой ложбины основанной на

полном переборе, в отличие от способов применения компаратора у аналогов, и в использование ЧИМ для корректировки мощности.

2. Квазирезонансный алгоритм полного перебора с ЧИМ (Последовательный) (Табл. 3).

Табл. 3 Операции последовательного алгоритма

Операция Выполнение

Считывание данных с АЦП. В период времени с Ц по (Рис. 36) Раз в п количество формируемых управляющих импульсов в зависимости от требуемой скорости реакции системы и наличия дополнительных функций, выполняемых блоком управления.

Выбор момента коммутации. Перебором осуществляется поиск и фиксация положений ложбин, которые соответствует точкам Х1, Х2, Х3 (Рис. 36).

Формирование управляющего сигнала Формирование последовательности чередующихся управляющих сигналов малой, средней и большой длины (Рис. 47)

Корректировка выходной мощности подконтрольного ИП В силу невозможности изменения длины управляющих импульсов применяется методика снижения длительности пауз между импульсами последовательности, аналогично частотно-импульсной модуляции.

В данной модификации за счёт использования последовательности управляющих импульсов различной, но фиксированной, длины наблюдается

снижение электромагнитных помех подконтрольного источника питания на первоначальной рабочей частоте.

3. Последовательный алгоритм с уменьшенным числом обращений к АЦП (Табл. 4).

Табл. 4 Операции последовательного алгоритма с уменьшенным числом

обращений к АЦП

Операция Выполнение

Считывание данных с АЦП. В период времени с по ¿К (Рис. 36) для первого цикла фиксации положения ложбин. В последующих итерациях в период времени с Хг/2 по ¿К

Выбор момента коммутации. Перебором осуществляется поиск и фиксация положений ложбин, которые соответствует точкам Хг, Х2, Х3 (Рис. 36).

Формирование управляющего сигнала Формирование последовательности чередующихся управляющих сигналов малой, средней и большой длины (Рис. 47)

Корректировка выходной мощности подконтрольного ИП В силу невозможности изменения длины управляющих импульсов применяется методика снижения длительности пауз между импульсами последовательности, аналогично частотно-импульсной модуляции.

В данной модификации в зависимости от конфигурации подконтрольного источника питания время опроса АЦП снижается на 10-15% .

4. Предсказывающий алгоритм с ЧИМ

106

Табл. 5 Операции предсказывающего алгоритма

Операция Выполнение

Считывание данных с АЦП. В период времени с по Х2 (Рис. 36) для первого цикла фиксации положения ложбин. В последующих итерациях в период времени с по Х1.

Выбор момента коммутации. Перебором осуществляется поиск и фиксация положения первой ложбины, которая соответствует точке Х1 (Рис. 36).

Формирование управляющего сигнала Формирование последовательности управляющих сигналов состоящей из импульсов фиксированной длины (¿0, Х1)

Корректировка выходной мощности подконтрольного ИП В силу невозможности изменения длины управляющих импульсов применяется методика снижения длительности пауз между импульсами, аналогично частотно-импульсной модуляции.

В данной вариации алгоритм наиболее схож с алгоритмом полного перебора с ЧИМ, но за счёт предсказывающей составляющей имеет меньшее время обмена данными с АЦП уже на первой итерации. На последующих итерациях, алгоритм вычисляет положение следующих за первой ложбин из информации о первом максимуме М и точки Х1.

5. Предсказывающий квазирезонансный с ЧИМ Предсказывающая вариация последовательного алгоритма.

Табл. 6 Операции предсказывающего квазирезонансного алгоритма

Операция Выполнение

Считывание данных с АЦП. В период времени с по Х2 (Рис. 36) для первого цикла фиксации положения ложбин. В последующих итерациях в период времени с по Хг.

Выбор момента коммутации. Перебором осуществляется поиск и фиксация положений ложбин, которые соответствует точкам Х±, Х2, Х3 (Рис. 36).

Формирование управляющего сигнала Формирование последовательности чередующихся управляющих сигналов малой, средней и большой длины (Рис. 47)

Корректировка выходной мощности подконтрольного ИП В силу невозможности изменения длины управляющих импульсов применяется методика снижения длительности пауз между импульсами последовательности, аналогично частотно-импульсной модуляции.

6. Предсказывающий квазирезонансный с ЧИМ и с уменьшенным числом обращений к АЦП

Данная вариация является лучшей в вопросе снижения количества обращений к АЦП, поскольку предсказывающая составляющая отбрасывает необходимость обрабатывать данные после первой ложбины, а отсечка первой части импульса дополнительно снижает количество требуемых рабочих точек.

Табл. 7 Операции предсказывающего квазирезонансного алгоритма с уменьшенным числом обращений к АЦП

Операция Выполнение

Считывание данных с АЦП. В период времени с по Х2 (Рис. 36) для первого цикла фиксации положения ложбин. В последующих итерациях в период времени с Хх/2 по Хх.

Выбор момента коммутации. Перебором осуществляется поиск и фиксация положений ложбин, которые соответствует точкам Хх, Х2, Х3 (Рис. 36).

Формирование управляющего сигнала Формирование последовательности чередующихся управляющих сигналов малой, средней и большой длины (Рис. 47)

Корректировка выходной мощности подконтрольного ИП В силу невозможности изменения длины управляющих импульсов применяется методика снижения длительности пауз между импульсами последовательности, аналогично частотно-импульсной модуляции.

3.4 Выводы по главе

Представлены алгоритмы применимые к методике, рассматриваемой во второй главе данной работы.

Рассмотрены допустимые вариации в работе алгоритмов.

Предложены рекомендованные алгоритмы, способные значительно снизить время, затрачиваемое на получение и обработку данных с АЦП.

Выделены отличительные черты рекомендованных алгоритмов.

Представлены шесть вариаций рекомендованных алгоритмов и описаны их основные отличия.

ГЛАВА 4. АППАРАТНО-ПРОГРАММНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ

4.1 Описание макетного образца

В качестве подконтрольного образца, для интеграции предлагаемой в работе методики, был выбран преобразователь энергии разработанный компанией ЗАО «НПП «ОПТЭКС» для питания фазовращателей и модуляторов в системе активной фазированной антенной решетки (АФАР) [80].

При разработке таких преобразователей энергии особые требования предъявляются к габаритным размерам при заданной номинальной и пиковой мощности преобразователя. Это связано с тем, что в радиолокационных станциях с АФАР преобразователи энергии монтируются в два ряда и ограничиваются жесткими массогабаритными параметрами. Значительная пиковая удельная мощность при КПД существующих преобразователей порядка 80%, накладывает жесткие требования к конструкции и технологии создания преобразователя в части эффективного отвода тепла.

Эффективный отвод тепла в рассматриваемом преобразователе энергии реализован при использовании керамических коммутационных плат на основе DBC-керамики (DBC - Direct Bond Copper; DBC-керамика -алюмооксидная или алюмонитридная керамика, плакированная толстой медной фольгой), которая позволяет монтировать коммутационную плату непосредственно на базовое металлическое основание, обеспечивая малое тепловое сопротивление перехода между платой и основанием. При этом теплопроводность керамики более чем на два порядка выше, чем у полимерных материалов, традиционно используемых для производства коммутационных плат (24 Вт/(м^К) для алюмооксидной, (180 - 200) Вт/(м^К) для алюмонитридной керамики и (0,1 - 0,5) Вт/(м^К) для полимеров соответственно). При плотном контакте коммутационной платы с базовым

металлическим основанием создаются условия для надежного отвода тепла даже при высокой удельной мощности преобразователя энергии.

Конструкция преобразователя энергии после интеграции цифровой системы управления, необходимой для реализации разрабатываемой методики и алгоритмов представлена на Рис. 53.

«1» - силовой блок преобразователя энергии, «2» - блок цифрового управления, «3» - планарный трансформатор, «4» входной фильтр, «5» -

выходной фильтр. Рис. 53 - Конструкция преобразователя энергии

Силовой блок преобразователя энергии выполнен из медного основания толщиной 3 мм и припаянной к нему алюмонитридной платы со смонтированными на ней компонентами, требующими отвода тепла.

Алюмонитридный материал силовой платы выбран по итогам испытаний конструкции макетных образов (Рис. 54) В ходе испытаний на смонтированный резистор 2512 номиналом 100 Ом подавалось напряжение 10,1В и производилось измерение температуры его поверхности.

где ^=0,3-0,8 стеклотекстолит ЕЯ11 соответствующей толщины;

АР71164Е, АР9212Я - марки полиимидной пленки

113

Рис. 54 Испытание образцов различных материалов на возможность отвода

Дельта температур в ходе исследований определялась по следующей формуле:

ДГ = Tj — Г0 (4.1)

где Tj - температура поверхности резистора в фиксируемый момент времени;

Г0 - температура поверхности резистора в начальный момент эксперимента.

Керамическая плата рассматриваемого преобразователя энергии выполнена на основе DBC керамики (Рис. 55) при толщине диэлектрического слоя 130 мкм имеющей толщину фольги 380 мкм. Важной особенностью стало создание переходных отверстий в керамике по типу колодца с дополнительными операциями гальванического заращивания этих отверстий медью с предварительной уникальной обработкой после лазерного удаления нитрида алюминия. Такая особенность вызвана трудностью обработки керамики механическими способами, в частности сверлением, вследствие её хрупкости.

Альтернативная технология создания переходных металлизированных отверстий позволила осуществить создание топологического рисунка меди на обоих слоях керамической подложки. Двусторонняя трассировка позволила сократить площадь преобразователя энергии, которая составила 7650 мм2.

Си

A1.N

Рис. 55 Конструкция керамической платы

Значительная толщина медной фольги силовой платы при ширине проводников 2мм позволяет преобразователю энергии выдавать в нагрузку в импульсном режиме токи до 25А при 28 В.

Цифровой блок управления не нуждается в значительном отводе тепла и выполнен на стеклотекстолитовой основе толщиной 0,5мм с фольгой 18мкм. Благодаря тому, что в конструкции используемого преобразователя энергии блок управления располагался на отдельной печатной плате, интеграция цифровой системы управления произошла без значительной переработки конструкции.

В данном макетном образце цифровая система управления обеспечивает коммутацию транзисторов первичной обмотки (Рис. 56), включенных по схеме полумост, и синхронное выпрямление во вторичной обмотке (Рис. 57).

Рис. 56 Участок цепи первичной обмотки преобразователя энергии

Рис. 57 Участок синхронного выпрямления вторичной обмотки

В ходе управления данным макетным образцом, система управления должна обеспечить правильную очередность коммутации транзисторов первичной и вторичной обмотки. Чтобы не допустить перекрытия транзисторов и возникновения короткого замыкания требуется обеспечивать временную задержку между коммутацией транзисторов.

Так, в первый полупериод, при работе ИП на частоте 500кГц, необходимо открыть УТ1 и, через 100 нс, УТ4. Закрывать УТ1 можно закрыв УТ4 хотя бы за 70 нс до этого. Второй полупериод начинается спустя 100нс после закрытия УТ1 и заключается в сходной парной работе транзистора УТ2 с первичной стороны и транзистора УТ3 вторичной стороны трансформатора.

Общий вид соотношения управляющих сигналов представлен на рисунке 58.

Рис. 58 Соотношение сигналов управления формируемых системой цифрового управления для транзисторов первичной и вторичной обмотки

В расчет моментов коммутации, производимый цифровой системой управления, внесены временные поправки, связанные с передачей сигналов управления через гальваническую развязку, обеспечивающую защиту цифровой схемы в случае выхода из строя ИП.

Защитная гальваническая развязка в цепи управления транзисторами выполнена непосредственно перед затворами транзисторов первичной обмотки (Рис. 59) и перед усилителями сигнала управления вторичной обмотки на выходе платы цифровой схемы управления.

Рис. 59 Гальваническая развязка в цепи управления транзисторами

первичной обмотки

Форма напряжения первичной обмотки снимается с использованием дополнительной обмотки (Рис. 60), с помощью этой же обмотки оценивается уровень тока в первичной обмотке.

Рис. 60 Токовое кольцо первичной обмотки

Регулирование выходной мощности преобразователя энергии осуществляется по принципу частотно-импульсного регулирования изменением временных промежутков между импульсами, т.к. требуется

сохранять форму импульсов для обеспечения мягкой коммутации транзистора.

Планарный трансформатор, электрическая схема которого представлена на Рис. 61, в конструкции преобразователя энергии позволяет минимизировать массогабаритные параметры источник питания. Разработанный для преобразователя энергии образец планарного трансформатора имеет габариты 32х45х9мм и массу 36,3г. Альтернативный моточный трансформатор тороидальной формы имеет массу 65,2г при внешнем диаметре 35 мм и высоте 12мм. Таким образом, планарный трансформатор имеет несколько больший объём, но на 3 мм меньшую высоту и на 44,5% меньшую массу.

Рис. 61 Электрическая схема планарного трансформатора

Кроме того, конструкция планарного трансформатора (Рис. 62) имеет ряд особенностей:

- Для фольгированного полиимида слоёв первичной и вторичной обмотки выполнены дополнительные операции гальванического наращивания меди для снижения омического сопротивления токоведущих

дорожек трансформатора и для обеспечения требуемого уровня тока во вторичной цепи.

- Введены слои полиимидной плёнки между чередующимися слоями первичной и вторичной обмоток для обеспечения защиты от пробоя по напряжению.

1 - Фольгированный полиимид ЛР9212Я

2 - Препрег 18420 2116

3 - Плёнка полиимидная 12мкм

Рис. 62 Конструкция разработанного планарного трансформатора Дальнейшее уменьшение высоты преобразователя возможно интегрированием трансформатора в одну из печатных плат, но данный подход требует значительного изменения конструкции.

4.2 Результаты внедрения методики и алгоритмов в макетный образец

Внедрение методики предлагаемой в данной работе в совокупности с предсказывающим алгоритмом позволило достичь следующих результатов:

1) Улучшены условия работы транзисторов в первичной и вторичной обмотке трансформатора.

2) Уменьшено количество компонентов входящих в состав блока управления.

3) Снижены габариты платы управления и силовой платы.

4) Увеличена удельная мощность и пиковая удельная мощность преобразователя энергии.

5) Снижены электромагнитные помехи преобразователя энергии.

Квазирезонансный режим коммутации транзисторов первичной и

вторичной обмотки снизил энергетические потери в данных активных элементах. Наглядным фактором стало изменение рабочей температуры транзисторов (Табл. 8,Табл. 9).

Табл. 8 Изменение условий работы транзисторов первичной обмотки

Температура корпуса, С

До внедрения методики 40-45

После внедрения методики 35-38

Табл. 9 Изменение условий работы транзисторов вторичной обмотки

Температура корпуса, С

До внедрения методики 55-60

После внедрения методики 40-44

Значительный перегрев транзисторов вторичной обмотки до внедрения методики обусловлен величиной тока данной цепи. Для подконтрольного

преобразователя энергии допустимые токи на выходе составляют 10 А при номинальной нагрузке и до 24 А при импульсной нагрузке.

Пульсации напряжения при коммутации транзисторов во вторичной обмотке трансформатора снизились с 197-200 В в пике до 179-181 В.

Данные улучшения режимов работы позволили отказаться от дополнительных цепей (снабберов) в первичной и во вторичной обмотке и снизить высоту преобразователя энергии за уменьшения высоты медной пластины с 1,5 мм. до 0,5 мм (Рис. 63).

До преобразования

После преобразования Рис. 63 Изменение габаритов преобразователя энергии в результате

внедрения методики

Применение цифровой системы управления позволило уменьшить высоту и количество элементов платы управления за счёт исключения компонентов обвязки микросхем, роль которых выполняет микроконтроллер.

Применение цифровой системы управления работающей на напряжении 5В устранило необходимость создания дополнительных уровней питания 15В и 3.3В, которые требовались датчикам и микросхемам блока управления до внедрения методики.

За счёт исключения цепей снабберов и цепей дополнительного питания площадь силовой платы преобразователя энергии снизилась с 7650 мм2 до 6545 мм2.

Таким образом, удельная мощность преобразователя энергии составила:

'уд = ^, (4-2)

где 5 - площадь преобразователя энергии, дм2;

к - высота преобразователя энергии, дм;

Р - активная мощность преобразователя энергии, кВт.

руд = 0,644Б250,12 = 3'23 КВт/Дм3

До внедрения методики удельная мощность преобразователя энергии составляла:

0,25 3

руд = 0/76525Д5 =2Д8 кВт/дм3

Сравнительные характеристики ряда параметров преобразователя энергии до и после внедрения предлагаемой методики и квазирезонансного алгоритма сведены в Табл. 10.

Табл. 10 Сравнительная оценка параметров преобразователя энергии

Характеристика Образец после внедрения методики Исходный образец

Выходное напряжение, В 28 28

Номинальная мощность, Вт 250 250

Удельная мощность, кВт/дм3 3,23 2,18

Пиковая мощность, Вт 650 650

Пиковая удельная мощность, кВт/дм3 8,40 5,66

Высота преобразователя, мм 12 15

Объём преобразователя, дм3 0,077 0,115

КПД при номинальной нагрузке, % 88,6 87

Частота преобразования, кГц 500 500

Масса, г. 103 115

Исходя из таблицы, можно сделать вывод о целесообразности и перспективности разработки преобразователей энергии по предложенной методике. Значение удельной мощности, составляющее 3,23 кВт/дм3, превосходит многие современные отечественные и зарубежные аналоги. При работе на импульсную нагрузку преобразователь энергии имеет пиковую

удельную мощность 8,40 кВт/дм3 при импульсной выходной мощности 650Вт.

Благодаря керамическим материалам и квазирезонансному управлению преобразователь энергии не нуждается в дополнительном радиаторе для отвода тепла. Медное основание играет роль фиксирующего элемента и может быть заменено на более легкую алюминиевую подложку с монтажными отверстиями для крепления.

Количественная оценка уровня помех выделяемых преобразователем энергии в сеть при работе показала, что квазирезонансная составляющая алгоритма коммутации в представленной методике позволила снизить амплитуду помех не менее чем на 40%.

Оценка проводилась с использованием эквивалента сети и анализатора спектра на территории предприятия ЗАО «НПП «ОПТЭКС».

4.3 Выводы по главе

Описан макетный образец преобразователя энергии до и после внедрения разработанной методики и квазирезонансных алгоритмов коммутации транзисторов.

Представлены результаты применения методики и их влияние на параметры подконтрольного преобразователя энергии.

Проведено вычисление некоторых характеристик макетного образца и проанализировано влияние методики и алгоритмов на эти характеристики.

Сделан вывод о целесообразности применения методики и алгоритмов, предлагаемых в данной диссертационной работе.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Представленная работа посвящена научно-технической проблеме снижения массогабаритных параметров обратноходовых источников питания путём совершенствования микроконтроллерных устройств управления процессом преобразования энергии, полученных в ходе исследований, проводимых в рамках диссертационной работы.

Для определения задач, решение которых позволило снизить энергетические потери в силовом ключе обратноходового источника питания, проведён теоретический анализ и экспериментальные исследования влияния индуктивно-ёмкостных характеристик первичной цепи на уровень потерь энергии при коммутации транзистора.

В ходе выполнения диссертации получены следующие результаты:

1 Предложена и теоретически обоснована возможность использования паразитных индуктивно-ёмкостных характеристик первичной цепи обратноходового ИП для упрощения контроля момента коммутации силового ключа ввиду искусственного увеличения периода колебаний. Такая возможность позволяет снизить частоту колебаний более чем на 30%, что позволит использовать более дешёвую элементную базу цифровой системы управления, работающую на более низкой частоте.

2 Разработана квазирезонансная методика, позволяющая более чем в 2 раза снизить потери энергии при коммутации транзистора в сравнении с методиками, построенными на основе аналоговых решений. Представленная методика позволяет компенсировать изменения в параметрах компонентов, вследствие их старения, входящих в состав подконтрольного источника питания, изменяющих положение рабочих точек системы.

3 Проведён анализ и предложена новая возможность использования квазирезонансного подхода к совокупности с частотно-импульсной модуляцией для достижения в 3-4 раза меньших

электромагнитных выбросов подконтрольного обратноходового источника питания на рабочих частотах.

4 Предложены оригинальные алгоритмы обработки данных и выработки управляющего воздействия для разработанной методики, позволяющие снизить время, затрачиваемое центральным процессором на обращение к АЦП, на 30-40%.

5 Разработан и предложен вариант изготовления планарного трансформатора для обратноходового источника питания, защищённый патентом России, позволяющий дополнительно снизить габариты ИП более чем в 2 раза.

Результаты научных исследований диссертационной работы внедрены в продукцию следующих предприятий: ЗАО «НПП «ОПТЭКС», ООО «СИНИС+», ООО «НПЦ «ПЛАТЭКС».

Разработанные научно-технические решения данной работы позволили повысить характеристики экспериментальных обратноходовых источников питания за счёт:

-увеличения эффективности использования силового ключа, вследствие уменьшения значения рассеиваемой в нём энергии;

-снижения уровня электромагнитных помех на рабочей частоте источника питания;

-уменьшения массогабаритных параметров;

-внедрения интеллектуальной самовосстанавливающейся системы управления.

Примером влияния методики и алгоритмов, предлагаемых в данной работе, на характеристики подконтрольного источника питания, в котором были применены, может послужить макетный образец, представленный в главе 4.

Наиболее значимые изменения характеристик макета после внедрения алгоритма и методик представлены в таблице 11.

Табл. 11 Сравнительные характеристики макетного образца.

Характеристика Образец после внедрения методики Исходный образец

Удельная мощность, кВт/дм3 3,23 2,18

Пиковая удельная мощность, кВт/дм3 8,40 5,66

Высота преобразователя, мм 12 15

Объём преобразователя, дм3 0,077 0,115

КПД при номинальной нагрузке, % 88,6 87

Температура поверхности транзисторов первичной цепи, С 35-38 40-45

Температура поверхности транзисторов цепи синхронного выпрямления, С 40-44 55-60

Таким образом, данная диссертационная работа является научно-квалификационной работой, в которой, на основании выполненных исследований, изложена совокупность новых научно обоснованных технических решений, направленных совершенствование

микроконтроллерных систем управления обратноходовыми источниками питания. Полученные решения внедрены в продукцию ряда предприятий. Они позволяют более чем на 30% снизить массогабаритные параметры обратноходовых источников питания с микроконтроллерной системой управления.

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

1. Линенберг, Г.Г. Вибропреобразователи/ Г.Г. Линенберг. - М.-Л.: Госэнергоиздат, 1955.-144с.

2. Fisher, H.J. Transistor technik fur Den Funkamateur/ H.J. Fisher : перевод А.В. Безрукова.- М.: МРБ, 1966.-137с.

3. Джентри, Ф. Управляемые полупроводниковые вентили/Ф. Джентри, Ф. Гутцвиллер, Н. Голоньяк, Э. фон Застров: пер. с англ. Тучкевич В.М.-М.:Мир, 1967. - 456с.

4. Патент 1269223 CCC^ МПК Н02Н 7/12. Импульсный блок питания/ Левин В.Г.; заявитель и патентообладатель Специальное конструкторское бюро телевизионной аппаратуры симферопольского производственного объединения "ФОТОН". - № 3841293; заявл. 07.01.1985; опубл. 07.01.1985. - 4 с.

5. Поликарпов, А. Г. Однотактные преобразователи напряжения в устройствах электропитания РЭА/ А. Г. Поликарпов, Е. Ф.Сергиенко.-М.: Радио и связь, 1989.- 160 с.

6. Мелешин, В. И. Транзисторная преобразовательная техника / В.И. Мелешин. - М.: Техносфера, 2005. - 632 с.

7. Гончаров, А. Ю. Серийно выпускаемые транзисторные преобразователи/ А.Ю.Гончаров// Электроника: Наука, Технология, Бизнес. - 1998. - №2. -С. 50-52.

8. Образцов, А.А. Образцов С.А. Схемотехника DC/DC преобразователей /А.А. Образцов, С.А. Образцов// Современная электроника - 2005- №3 -С. 36-43.

9. Patents 2783384A USA. Electrical inverter circuits/ Bright R.L., Royer G.H.; Grant 26.02.1957.

10.Толстов, Ю.Г. Силовые полупроводниковые выпрямители, управляемые дросселями насыщения./ Ю.Г.Толстов, Г.П.Мосткова, Ф.И. Ковалев- М.: Наука, 1968. — 259 с.

11.Бушуев, В.М. Электропитание устройств и систем телекоммуникаций: Учебное пособие для вузов / В.М.Бушуев, В.А. Деминский, Л.Ф. Захаров и др. - М.,2009. - 384 с.

12. Патент 2345510 РФ МПК H05K3/46. Способ изготовления планарного трансформатора на основе многослойной печатной платы/ Гаврилов, А.А., Гаврилов Е.А., Гофман Я.А. Фоменко Н.А.; патентообладатель Гофман Яков Аронович .-опубл.06.09.2007.

13. Головин, А.Н. Методика расчёта и оптимизации процессов переключения транзисторов в резонансном инверторе тока/А.Н.Головин //Научнотехнические ведомости СПбГПУ. Наука и образование.- 2010.-№2.- С.59-65.

14.Мэк, Р. Импульсные источники питания. Теоретические основы проектирования и руководство по практическому применению/ пер. с Англ./Р.Мэк.-М.: ИД «Додэка ХХ1».-2008.-272с.

15.Панасенко, Н.В. О возможности снижения потерь энергии при выключении высоковольтных IGBT-приборов и её схемотехническая энергоэффективность/ Панасенко Н.В., Шаповалов Д.Ю., Краснов А.А. // Електрифшащя транспорту.- 2016.- №11.- С. 44-53.

16. Kim, H. Venkataramanan G.Minimization of Reverse Recovery Effects in Hard Switched Inverters using CoolMOSTM Power Switches / H.Kim, T.M.Jahns // IEEE IAS Annual Meeting, 2001.

17.Полищук, А. Выбор ключевых транзисторов для преобразователей с жёстким переключением/ А. Полищук // Современная электроника — 2004— №10—С. 8-11.

18.Бочкарев, Д.О. Способы уменьшения динамических потерь в импульсных регуляторах мощности на силовых МДП-транзисторах : дис. канд. техн. наук : 05.09.03/ Дмитрий Олегович Бочкарев.- М., 2005.- 162 с.

19.Маморцев, С.В. Технология мягкой коммутации транзисторов в преобразователе постоянного напряжения в постоянное/ С.В.Маморцев,

Г.Я.Михальченко //Электроника, измерительная техника, радиотехника и связь.- 2013.- №1(27).- С. 24-27.

20.Патент 115980 РФ МПК H02M 3/325. Многофазный преобразователь напряжения (варианты)/ Ю.Н. Либенко, А.Н.Четин, Г.Я.Михальченко и др.; патентообладатель Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники".- опубл. 29.08.2011.

21. Патент 2464692 РФ МПК H02M3/335. Преобразователь постоянного напряжения в постоянное (варианты)/ Михальченко Г.Я., Маморцев С.В., Михальченко С.Г.; патентообладатель Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники".- опубл. 20.10.2012.

22.McMurray, W. Optimum snubbers for power semiconductors/ William McMurray// IEEE IAS transactions.- Vol. I.- No. 5.- Sept/Oct 1972.- pp. 593600.

23. McMurray, W. Selection of snubbers and clamps to optimize the design of transistor switching converters/ William McMurray //IEEE IAS transactions.-Vol. I.- No. 4.- July/ August 1980.- pp. 513-523.

24.Kurnia, Loss mechanisms in igbt's under zero voltage switching/ Kurnia, Stielau, Venkataramanan, Divan// IEEE APEC 92 proceedings.- pp. 10111017.

25.Johansen, Characterization of high power igbt's with sinewave current/ Johansen, Jenset, Rogne// IEEE transactions on industry applications.-VOL. 30.- No. 5.- September/October 1994.- pp. 1142-1147.

26.Zhang, Snubber considerations for igbt applications, international rectifier designer's manual/ Zhang, Sobhani, Chokhawala// IGBT-3.- TPAP-5.- 1995.-pp. 135-144.

27.Аверченков, О.Е. Схемотехника: аппаратуры и программы/ О.Е. Аверченков - М.: ДМК Пресс, 2012. - 588 с.

28.Бердников, Д.В. Связь индуктивности рассеяния трансформатора и потерь в снаббере обратноходового преобразователя / Д.В. Бердников // Современная электроника.- 2005.- №3.- С.62-64.

29. Бердников, Д.В. Измерение индуктивности рассеяния в трансформаторах импульсных преобразователей с помощью LRC-метра / Д.В.Бердников // Современная электроника.- 2006.- №8.- С.58-61.

30.Иванов, В.М. Высоковольтные импульсные трансформаторы с низкой индуктивностью рассеяния/ В.М.Иванов // Електротехшка i Електромехашка.- 2010.- №5.- С.17-20

31. Феофанова, Л.С. Методика расчёта статических потерь в моп-транзисторе интеллектуального ключа / Л.С.Феофанова, С.М.Мороз, Д.Б. Лазарев / Современные проблемы науки и образования. - 2014. - № 1.-С.217.

32.Trzynadlowski A.M. Introduction to modern power electronics/ Wiley. -2010.- p. 456.

33.Kazimierczuk, M.K. Pulse-Width modulated DC-DC power converters/ Wiley. - 2015.- p. 925.

34.Neacsu, D.O. Switching Power Converters: Medium and High Power/CRC Press - 2014.- p. 589.

35.Синчук, О.Н. О строении снабберной защиты модуя IGB-транзисторного чоппера/ О.Н.Синчук, И.О. Синчук, В.Н. Будников, В.О. Черная // Энергоснабжение Энергетика Энергоаудит. - 2014.- №9(128).-С. 133-137.

36. Патент 2125334 РФ МПК H02M3/335. Способ обратноходового импульсного преобразования постоянного напряжения/ Кабелев Б.В.; патентообладатель Кабелев Б.В.- заявл.12.07.1996.-опубл. 20.01.1999

37.Гери О. Подавление эффекта Миллера в схемах управления MOSFET / О. Гери// Силовая электроника.-2007.- №14.- С.28-29.

38.Мизрах, Е.А. Исследование влияния обратной связи по среднему току дросселя на устойчивость и внутреннее сопротивление импульсного стабилизатора тока/ Е.А. Мизрах, А.С. Сидоров //Известия высших учебных заведений. Электроника.-2013.- №2.- С. 22-25.

39.Вольхин, Д.И. Синтез согласующих устройств с линейной фазовой характеристикой/ Д.И. Вольхин, Г.Н. Девятков // Вопросы радиоэлектроники.-2015.-№5.- С.75-81

40. Патент 2510871 РФ МПК H02M3/325. Способ импульсного преобразования напряжения и устройство для его осуществления/ Резников С.Б., Бочаров В.В., Харченко И.А., Ермилов Ю.В.; патентообладатель Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Московский авиационный институт (национальный исследовательский университет)".- опубл. 10.04.2014.

41.Зинин, Ю.М. Анализ электромагнитных процессов в мостовом резонансном инверторе с обратными диодами/ Ю.М. Зинин// Электричество.- 2009.- №9.- С.31-36.

42.Резников, С. Защита от сверхтоков и перенапряжений и снижение коммутационных потерь в силовых импульсных преобразователях/ С. Резников, Д. Чуев //Силовая электроника.-2006.- №5.- С.131-136.

43. Борисов, Е.И. Электронно-цифровая модель преобразования механизмов управления в электроэнергетике/ Е.И. Борисов, Е.Е. Борисова // Вестник экономической интеграции.-2012.-№1.- С. 41-46.

44.Сапрунова, Н.М. Переходные процессы в импульсном источнике питания/ Н.М. Сапрунова, А.И. Гребнев // Наука ЮУрГУ Материалы 66-й научной конференции. — 2014.—с. 1252-1257.

45.Данильченко, А.С. К вопросу повышения эффективности импульсных источников питания/ А.С. Данильченко // Россия Молодая: Сборник

материалов VI всероссийской 59-й научно-практической конференции молодых ученых с международным участием.- 2014.- С. 340.

46.Нестеренко, И.И. Цвет, код, символика электронных компонентов/ М.: «СОЛОН-Р».- 2010.-216 с.

47.Мохаммад, А.Л. Расчёт дроссельного устройства разогрева рабочей жидкости гидропривода с автоматическим управлением в зависимости от температуры/ А.Л. Мохаммад, И.Л. Хорош, М.Л. Титов, Н.П. Куликова // Вестник Красноярского государственного аграрного университета.-2015.- №12.- С. 38-44.

48.Кашкаров, А.П. Маркировка радиоэлементов/М.: ИП РадиоСофт.— 2012. —208 с.

49. Железко, Ю.С. Потери электроэнергии. Реактивная мощность. Качество электроэнергии./М.: ЭНАС. — 2009. — 456 с.

50.Цицорин, А.Н. О физических процессах изменения магнитных свойств электротехнической стали и росте потерь холостого хода силовых трансформаторов в процессе их эксплуатации/ А.Н. Цицорин// Электротехника.-2011.- №3.- С.52-57.

51.Антонов, А. А. Разработка и верификация интегральной микросхемы драйвера «мягкой» коммутации силовых ключей для мощных источников электропитания/ А. А. Антонов, М. С. Карпович, И. В. Пичугин, В. Ю. Васильев //Нано- и микросистемная техника.- 2015.- №9.- С. 57-64.

52. Иоффе, Д. Как заменить ОУ с обратной связью по напряжению на ОУ с обратной связью по току/ Д. Иоффе// Компоненты и технологии—2011.-№9.- С.154-158.

53.Миронов, А.А. Синхронное выпрямление в модулях питания/ А.А. Миронов, И.В. Твердов, М.Н. Кравченко // Электропитание. -2011.-№2. -С.41-42.

54.Шишов, О.В. Аналого-цифровые каналы микропроцессорных систем управления :учебное пособие/ О.В. Шишов - М.: Директ-Медиа.- 2015.211 с.

55.Горяшин, Н.Н. Моделирование режимов параллельной работы квазирезонансных преобразователей напряжения с коммутацией ключевых элементов при нулевых значениях тока / Н.Н. Горяшин, М.В. Лукьяненко, А.А. Соломатова, А.Ю. Хорошко// Вестник Сибирского Государственного Аэрокосмического Университета ИМ. академика М.Ф. Решетнева.- 2009.- №4.- С.53-58.

56.Горяшин, Н.Н. Исследование повышающего преобразователя напряжения с режимом коммутации ключевого элемента при нулевых значениях тока/ Н.Н. Горяшин, А.Н. Зорин // Решетневские чтения.-2011.- Т. 1.- № 15.- С. 166-167.

57.Ниткин, Д.А. Анализ рабочих процессов в двунаправленном конвертере напряжения c коммутацией при нулевом токе/ Д.А. Ниткин, А.А. Петрашевская // Вестник Ростовского государственного университета путей сообщения.— 2012. —№2 — с. 165-174.

58.Винтрих, А. Снижение уровня динамических потерь: "мягкая" коммутация и снабберы/ А. Винтрих, У. Николаи, В. Турски, Т. Рейман, А. Колпаков // Силовая электроника.- 2013.- Т.6.- №45.- С.58-64.

59. Воронин, П.А. Мощные преобразователи с резонансной коммутацией на стороне постоянного тока/ П.А. Воронин, И.П. Воронин // Электротехника.- 2015.- №5.- С.56-61.

60.Воронин, И.П. Схема мягкой коммутации ключевых элементов трехфазного инвертора напряжения/ И.П. Воронин// Вестник Московского энергетического института.- 2010.- №5.- С.97-101.

61. Горяшин, Н.Н. Оптимизация параметров выходного фильтра квазирезонансного стабилизатора напряжения / Н.Н. Горяшин // Вестник

Сибирского государственного аэрокосмического университета им. академика М.Ф. Решетнева.- 2008.- №2.- С.126-130.

62.Janocha, H. Actuators. Basics and Applications/ Berlin: Springer.- 2013.-p.342.

63. Мирошниченко, Е.Л. Способы борьбы с электромагнитными помехами источников питания/ Е.Л. Мирошниченко, О.Я. Ивановский // Современные тенденции развития науки и технологий.- 2017.- №2.- С.42-45.

64.Ромадина, И. Микросхемы шим-контроллеров on SEMI для сетевых источников питания/ Ирина Ромадина// Компоненты и технологии.-2010.-№7.- С.88-94

65.Дулов, О.А. Усовершенствованный импульсный регулируемый источник питания/ О.А. Дулов, А.А. Казанков// Радиоэлектронная техника.- 2015.-№1.- С.38-43

66.Силкин, Е. Применение нулевых схем инверторов тока с квазирезонансной коммутацией/ Евгений Силкин// Силовая электроника.-2005.- №5.- С.84-87

67. Быковский, В.А. Алгоритм вычисления локальных минимумов целочисленных решеток и его приложения/ В.А.Быковский, С.В.Гассан // Вестник Тихоокеанского государственного университета.- 2011.- №1.-С.39-48.

68.Патент 2327182 РФ, МПК G01S514. Процедура оценки параметров локальных максимумов или минимумов функции/ К.Патрик, Д.Н. Ровитч; патентообладатель «КВЭЛКОММ Инкорпорейтед».- 2005114911/09; 2008.

69.Далингер, В.А. Решение математических задач методом перебора/ В.А. Далингер// Сборник:Современное образование: актуальные вопросы, достижения и инновации.- 2018.- С.126-138.

70. Машкова, Е.Г. Метод поразрядного поиска/ Е.Г.Машкова, М.И.Зуев //В сборнике: Достижения вузовской науки.- 2017.- С. 144-149.

71.Арташкин, Е.П. Метод половинного деления/ Е.П.Арташкин // APRIORI. Серия: Естественные и технические науки.-2016.- №6.-С.4.

72.Минегалиева, М.М. Минимизация функции одной переменной методом золотого сечения/ М.М.Минегалиева, И.И.Набиев, З.М.Гизатуллин // В сборнике: Молодые ученые - основа будущего машиностроения и строительства.- 2014.- С.212-214.

73.Патент 176671 РФ. Планарный трансформатор/ Любимов А.В., Иванов Е.А. Коровин Г.В. Королёв А.Н.; патентообладатель ЗАО «НПП «ОТТЭКС» .- 201714339U; опубл. 25.01.2018.

74. Fortunato, M Temperature and Voltage Variation of Ceramic Capacitors, or Why Your 4.7^F Capacitor Becomes a 0.33^F Capacitor/ Mark Fortunato //Maxim integrated.- Dec 04- 2012.

75.Филиппов В.В. Занимательное Различение или Искажение нашего времени/ В.В.Филиппов // Exinworld.- 2011. - 390 с.

76. Давыдов Е.И. Реализация методов цифровой обработки сигналов на тактовой частоте, пониженной относительно частоты дискретизации/ Е.И. Давыдов// Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника. Спб. -2012.- С.68-74.

77. Иванов Е.А. "Методика уменьшения значения коммутируемого напряжения в силовых ключах обратноходовых источников питания"/Е.А. Иванов// Нано- и микросистемная техника. - 2017. - Том 19. -№ 11. - С. 694-698.

78. Иванов Е.А. Альтернативные алгоритмы коммутации силовых транзисторов с квазирезонансной составляющей/ Е.А. Иванов, А.Н. Якунин//Нано- и микросистемная техника. - 2019. - Том 21. -№7. -С.429-436.

79.Иванов Е.А. Алгоритм коммутации силовых ключей обратноходовых источников питания в квазирезонансном режиме с низкими энергетическими потерями/ Е.А. Иванов, А.Н. Якунин // Материалы

научно-практической конференции «Актуальные проблемы информатизации в науке и образовании - 2018» сборник статей.-М.:МИЭТ.- 2018. - С.48-54. 80. Иванов Е.А. Концепция построения высокоэффективных преобразователей энергии на стыке подходов квазирезонансного управления и применения современных керамических материалов/ Е.А. Иванов, А.В. Любимов, Г.В. Коровин // Нано- и микросистемная техника. - 2019. - Том 21. - №6. - С. 323-330.

ПРИЛОЖЕНИЕ А. ФРАГМЕНТ ПРОШИВКИ МИКРОКОНТРОЛЛЕРА

ATMEGA164PA

#include <mega164a.h> #include <delay.h> #include <stdint.h> #include <stdio.h> #include <math.h>

char buf[16];

unsigned char letter[][6]={ {0x00,0xfc,0x22,0x22,0xfc,0x00}, //A {0x00,0xfe,0x92,0x92,0xf2,0x00}, //Б {0x00,0xfe,0x92,0x92,0x6c,0x00}, //B {0x00,0xfe,0x02,0x02,0x06,0x00}, //Г {0x00,0xc0,0x78,0x46,0x7e,0xc0}, //Д {0x00,0xfe,0x92,0x92,0x92,0x00}, //Е {0x00,0xc6,0x28,0xfe,0x28,0xc6}, //Ж {0x00,0x44,0x92,0x92,0x6c,0x00}, //З {0x00,0xfe,0x80,0x40,0x20,0xfe}, //И {0x00,0xfe,0x80,0x42,0x20,0xfe}, //Й {0x00,0xfe,0x10,0x28,0xc6,0x00}, //К {0x00,0xf0,0x0c,0x02,0xfe,0x00}, //Л {0x00,0xfe,0x04,0x08,0x04,0xfe}, //М {0x00,0xfe,0x10,0x10,0xfe,0x00}, //Н {0x00,0x7c,0x82,0x82,0x7c,0x00}, //О {0x00,0xfe,0x02,0x02,0xfe,0x00}, //П {0x00,0xfe,0x12,0x12,0x0c,0x00}, //Р {0x00,0x7c,0x82,0x82,0x44,0x00}, //C {0x00,0x02,0x02,0xfe,0x02,0x02}, //Т {0x00,0x4e,0x90,0x90,0x7e,0x00}, //У {0x00,0x0c,0x12,0xfe,0x12,0x0c}, //Ф {0x00,0xc6,0x28,0x10,0x28,0xc6}, //Х {0x00,0xfe,0x80,0x40,0xfe,0x80}, //Ц {0x00,0x0e,0x10,0x10,0xfe,0x00}, //Ч {0x00,0xfe,0x80,0xfe,0x80,0xfe}, //Ш {0xfe,0x80,0xfe,0x80,0xfe,0x80}, //Щ {0x00,0x02,0xfe,0x90,0x90,0x60}, //Ъ {0x00,0xfe,0x90,0x90,0x60,0xfe}, //Ы {0x00,0xfe,0x90,0x90,0x60,0x00}, //Ь {0x00,0x44,0x92,0x92,0x7c,0x00}, //Э {0x00,0xfe,0x7c,0x82,0x82,0x7c}, //Ю {0x00,0xcc,0x32,0x12,0xfe,0x00} //Я {0x00,0x00,0x00,0x00,0x00,0x00}, //" " {0x00,0xfe,0x82,0x82,0xfe,0x00}, //0 {0x00,0x84,0xfe,0x80,0x00,0x00}, //1 {0x00,0x82,0xc2,0xa2,0x9c,0x00}, //2 {0x00,0x82,0x92,0x92,0x6c,0x00}, //3 {0x00,0x0e,0x10,0x10,0xfe,0x00}, //4 {0x00,0x8e,0x92,0x92,0x62,0x00}, //5 {0x00,0x7c,0x92,0x92,0x62,0x00}, //6 {0x00,0x02,0xc2,0x32,0x0e,0x00}, //7 {0x00,0x6c,0x92,0x92,0x6c,0x00}, //8 {0x00,0x5c,0x92,0x92,0x7c,0x00}, //9 {0x00,0x00,0x60,0xe0,0x00,0x00}, //,

{0x00,0x10,0x10,0x10,0x10,0x00}, //-};

voidi_init(void)

{

TWBR = 32;/*32*/ TWSR = 0;

}

unsigned char sootv (unsigned char x)

{

switch (x) {

case 'a': return 0;

case '6' return 1;

case 'b': return 2;

case 'r': return 3;

case 'g' return 4;

case 'e': return 5;

case W : return 6;

case '3': return 7;

case 'h' return 8;

case 'h' return 9;

case 'k': return 10;

case 'n' return 11;

case 'm' : return 12;

case 'h' return 13;

case 'o' return 14;

case 'n' return 15;

case 'p' return 16;

case 'c': return 17;

case 't': return 18;

case 'y' return 19;

case : return 20;