Исследование и разработка широкополосных логарифмических усилителей для радиочастотных трактов тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 00.00.00, кандидат наук Морозов Дмитрий Николаевич

• Морозов Дмитрий Николаевич
• кандидат наук
• 2022

Оглавление диссертации кандидат наук Морозов Дмитрий Николаевич

ВВЕДЕНИЕ

1. ВИДЫ И МЕТОДИКИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЛУ

1.1. Принцип работы логарифмического усилителя

1.2. Логарифмические детекторы RSSI

1.3. Логарифмически усилитель последовательного каскадирования с единичным усилителем

1.4. Логарифмический усилитель параллельного типа

1.5. Логарифмический усилитель параллельного типа на резистивных делителях

1.6. Выводы

2. МЕТОДИКИ РАЗРАБОТКИ ЯББ! ДЛЯ РАДИОЧАСТОТНЫХ ТРАКТОВ

2.1. Применение ЯББ! для управления АРУ и АЦП

2.2. Методика проектирования ЯББ! с емкостной развязкой

2.3. Методика проектирования ЯББ! с гальванической связью

2.4. Выводы

3. ЛУ «ИСТИННОГО ТИПА» И ОБЛАСТИ ИХ ПРИМЕНЕНИЯ

3.1. Увеличение динамического диапазона АЦП и уменьшение относительной ошибки преобразования

3.2. Увеличение входной линейности модулятора/демодулятора и корректировка интермодуляционных искажений

3.3. Выводы

4. МЕТОДИКА ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЛУ «ИСТИННОГО» ТИПА НА ЕМКОСТНЫХ ДЕЛИТЕЛЯХ СИГНАЛА

4.1. Математические расчеты

4.2. Схема включения

4.3. Расчет параметров емкостных делителей

4.4. Проектирование дифференциальных усилителей и сумматора

аналоговых сигналов

4.5. Коэффициент согласования

4.6. Коэффициент шума

4.7. АЧХ и групповая задержка сигнала

4.8. Постоянное смещение и внешняя корректировка

4.9. Температурный анализ

4.10. Передаточная характеристиа и ошибка логарифмирования

4.11. Выводы

5. ТОПОЛОГИЧЕСКОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ И РЕЗУЛЬТАТЫ

ИЗМЕРЕНИЙ

5.1. Топологическое проектирование

5.2. Результаты измерений

5.3. Выводы

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Список литературы

Приложение 1 - Акты внедрения результатов диссертационной работы

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Исследование и разработка широкополосных логарифмических усилителей для радиочастотных трактов»

ВВЕДЕНИЕ Актуальность темы

Развитие современной электронной компонентной базы (ЭКБ) объясняется растущими запросами общества к устройствам передачи и обработки информации [1]-[3], одним из которых является радиочастотный (РЧ) тракт, представленный на рисунке 1.

Рисунок 1.1 - Супергетеродинный РЧ-тракт Основная задача устройства - преобразование входной несущей частоты, принимаемой или передаваемой с помощью антенны в широком динамическом диапазоне (ШДД). Одним из вариантов архитектуры РЧ-тракта являются схемы с использованием аттенюатора или автоматической регулировки усиления (АРУ) [4]-[5] со встроенной схемой показателя уровня принимаемого сигнала или received signal strength indicator (RSSI). С помощью данной цепи преобразования осуществляется подстройка коэффициента усиления усилителя промежуточной частоты (УПЧ). На сегодняшний день широкое распространение получила система с цифровой подстройкой АРУ. В данной схеме сигнал с RSSI направляется в аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и далее в схему АРУ. Такая модификация позволяет менять коэффициенты подстройки, включать и выключать корректировку. Использование классической схемы RSSI с логарифмическим детектором приводит к появлению постоянного смещения на выходе

устройства при нулевом входном напряжении. Это накладывает ограничения на использование с АЦП и требует дополнительных внешних корректировок.

ЛУ - нелинейный усилитель, преобразовывающий входной сигнал по логарифмическому закону [6] и может быть применен для работы в ШДД и в широком частотном диапазоне (ШЧД), сохраняя информацию об амплитуде и фазе входного сигнала, не являясь инерционным прибором [7]-[8]. Принцип действия системы заключается в переходе от линейного типа преобразования к нелинейному. Использование ЛУ в качестве УПЧ [9] затруднительно для амплитудной модуляции, ввиду внесения собственных искажений в спектр выходных сигналов, но предпочтительно для частотной и других видов модуляции. Оптимальным вариантом является использование ЛУ параллельного логарифмирования, обладающего ШДД и ШЧД. Однако, при разработке логарифмирующих устройств данного типа возникает проблема сдвига фаз при сложении напряжений с различных каналов, что приводит к искажениям выходного сигнала. Научные исследования и разработки в области широкополосных ЛУ «истинного» типа и уменьшения искажений выходного сигнала в логарифмических усилителях описаны в работах Владимира Репина [10], Криса Дэниэла Холденрида, Джеймса Хаслетта [11], Ю Джу Чанга [12] и других. Разработка метода проектирования ЛУ «истинного» типа параллельного логарифмирования с целью компенсации данного эффекта позволит решить проблему образования искажений.

Помимо использования в качестве УПЧ для РЧ-трактов, ЛУ «истинного» типа могут выступать в качестве вспомогательных устройств для расширения динамического диапазона (ДД) таких схем как АЦП, а также модуляторы/демодуляторы. Аналогично РЧ-трактам, важной научной задачей является возможность увеличения ДД и усреднения относительной ошибки преобразования АЦП, а также увеличение ДД и расчет эффективности компенсации интермодуляционных искажений в модуляторах/демодуляторах за счет ЛУ «истинного» типа.

Результаты проектирования аналого-цифровых приемо-передающих БИС с топологическими нормами 180 нм, описанные в работе Елесина В.В., Усачева Н.А Назаровой Г.Н. и др. [13], а также разработки АО «Микрон» в области проектирования схем с топологическими нормами 90 нм, представленные в работах Шелепина Н.А., Орлова О.М, Красникова Г.Я. [14]-[15] делают возможным проектирование и производство РЧ-трактов на отечественных мощностях.

Так образом, растущие запросы к параметрам устройств обработки информации требуют разработки новых методов проектирования логарифмических детекторов и логарифмических усилителей «истинного» типа.

Цель и задачи диссертации

Целью диссертационной работы является исследование и разработка методик проектирования логарифмических детекторов и логарифмических усилителей «истинного» типа для радиочастотных трактов на основе БЮе -технологии.

Для достижения данной цели необходимо решить следующие задачи:

1. Проанализировать ЛУ последовательного детектирования и логарифмические усилители «истинного» типа на возможность использования в РЧ-трактах для увеличения входного динамического диапазона системы. Оценить существующие варианты минимизации искажений выходного сигнала в ЛУ параллельного типа.

2. Спроектировать схемы низкочастотного и высокочастотного логарифмических детекторов с системой автоматической компенсации выходного смещения и топологических отклонений.

3. Исследовать методику увеличения входного динамического диапазона и уменьшения относительной ошибки аналого-цифровых преобразователей с помощью ЛУ «истинного» типа.

4. Изучить возможность использования ЛУ «истинного» типа с квадратурными модуляторами/демодуляторами для увеличения входного динамического диапазона системы и улучшения уровня подавления паразитных составляющих спектра выходного сигнала.

5. Произвести расчет коэффициента усиления ЛУ «истинного» типа с использованием емкостных делителей сигнала.

6. Спроектировать ЛУ истинного типа с возможностью внешней корректировки выходного сигнала для улучшения параметров устройства. Провести измерения опытных образцов.

Научная новизна диссертации заключается в следующих результатах:

1. Разработана методика проектирования низкопотребляющих логарифмических детекторов, позволяющая выполнять автоматическую корректировку топологических отклонений и уменьшать уровень постоянного нулевого смещения на выходе.

2. Предложен способ совместного использования линейного и нелинейного преобразователей, позволяющий уменьшить разброс относительной ошибки АЦП и увеличить входной динамический диапазон квадратурных модуляторов/демодуляторов.

3. Установлен эффект снижения величины искажений выходного сигнала и увеличения точности логарифмирования при использовании ЛУ на емкостных делителях, благодаря минимизации временной задержки между параллельными усилительными цепями

4. Предложена методика расчета коэффициента усиления ЛУ параллельного типа через номиналы емкостных делителей сигнала, исключая из определения динамические параметры параллельных усилительных цепей.

На защиту выносятся следующие положения:

1. Методика топологического согласования для минимизации технологического разброса с использованием зеркального усилителя.

2. Способ построения логарифмического тракта Я881 с дублирующим детектором для компенсации нулевого смещения выходного сигнала.

3. Методика улучшения динамических параметров АЦП, квадратурных модуляторов/демодуляторов путем добавления ЛУ «истинного» типа.

4. Способ расчета коэффициента усиления ЛУ «истинного» типа через параметры емкостного делителя.

5. Структурная схема и результаты экспериментальных исследований высокочастотного ЛУ «истинного» типа.

Практическая значимость работы:

1. Разработана схема Я881 с уменьшенным на 100 мВ значением выходного постоянного смещения и топологически согласованными входными каскадами с использованием емкостной/гальванической развязки для диапазона частот 100 кГц - 80 МГц.

2. С помощью включения ЛУ «истинного» типа последовательно с АЦП увеличен динамический диапазон устройства до 10 дБм и уменьшен разброс относительной ошибки преобразования на 20%.

3. Предложенная методика подключения ЛУ «истинного» типа к квадратурному модулятору/демодулятору позволила перейти к нелинейному принципу передачи информации и увеличила входной динамический до 10 дБм.

4. Разработанный ЛУ «истинного» типа параллельного логарифмирования на емкостных делителях сигнала имеет увеличенный динамический диапазон 70 дБ, частоту работы 1.3 ГГц и низкий уровень искажений выходного сигнала.

5. ЛУ на емкостных делителях имеет увеличенный на 30 дБ динамический диапазон при уменьшенном токопотреблении в 86 мА и позволяет уменьшить величину искажений выходного сигнала благодаря минимизации временной задержки между параллельными усилительными цепями на 500 пс.

6. Результаты работы использованы при выполнении опытно -конструкторских работ в АО «НИИМА «Прогресс». Предложенная схема RSSI применена в составе приемника/передатчика в ОКР. Материалы диссертационной работы использованы в федеральном государственном автономном образовательном учреждении высшего образования «Национальный исследовательский университет «Московский институт электронной техники» при выполнении НИР «Исследование физических принципов построения и функционирования перспективных устройств наноэлектроники для создания ЭКБ нового поколения», Шифр темы FSMR-2020-0017.

Апробация результатов.

Материалы диссертации представлены на следующих российских и международных конференциях:

1. 2017 IEEE Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering

2. Международная научно-практическая конференция «Фундаментальные проблемы радиоэлектронного приборостроения» (INTERMATIC-2017)

3. Микроэлектроника и информатика -2018. 25-я Всероссийская межвузовская научно-техническая конференция студентов и аспирантов

4. 2018 IEEE Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering

5. 2019 IEEE Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering

6. 2020 IEEE Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering

7. 27-я Всероссийская межвузовская научно-техническая конференция студентов и аспирантов: тезисы докладов.

8. 2021 IEEE Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering

9. Всероссийский форум "Микроэлектроника-2021". 7-я научная конференция "Электронная компонентная база и электронные модули". Республика Крым, г. Алушта, 2021 г.;

Основные публикации.

По материалам диссертационной работы опубликованы 15 научных работ, в том числе 2 работы в журналах, входящих в перечень рецензируемых научных изданий ВАК Минобрнауки РФ, 4 работы - в изданиях, входящих в базу Scopus и WoS.

1. ВИДЫ И МЕТОДИКИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЛУ

Выбор оптимальной схемы ЛУ «истинного» типа для использования в качестве УПЧ требует правильной структурной схемы. Наряду с ЛУ «истинного» типа принцип разработки логарифмических детекторов имеет определенные нюансы, в зависимости от целей и области применения.

В данной главе рассматриваются принципы работы основных схем высокочастотных ЛУ. На основе научных статей проводится анализ основных типов усилителей. Описываются преимущества и недостатки каждой структуры.

Указаны области применения RSSI и основные сложности, возникающие при использовании классической структуры данного типа преобразователей.

1.1. Принцип работы логарифмического усилителя Для получения логарифмической характеристики требуется элемент с одноименными параметрами, к примеру полупроводниковый диод, из свойств которого следует соотношением тока и приложенного к нему напряжения:

1 д = 1о

г и*. ^

етФ

(1)

где 1д - прямой ток диода, и* - прямое напряжение, приложенное к диоду, т- коэффициент неидеальности диода (обычно 1-2), ф -

7 Т7

температурный потенциал и равный —.

ч

Уравнение 1 является основополагающим в разработке ЛУ. Ниже на рисунке 1.1 представлена схема однокаскадного ЛУ, построенного с использованием операционного усилителя (ОУ) [16] с отрицательной обратной связью (ООС) через транзистор в диодном включении [17].

R

^х оЛАА/

1 х

Ц,

Рисунок 1.1 - ЛУ на ОУ с ООС

где ивх - входное напряжение, ивых - входное напряжение Я -высокоомное сопротивление, ибэ - напряжение база-эмиттер Обозначим ток диода через ток коллектора и получим:

^К 1обр

( дЦр \

у ткТ _1

(2)

где 1К - ток коллектора, 1обр - обратный ток диода, к - постоянная Больцмана, Т - абсолютная температура. Так как 1К >> 1обр:

дЦбэ

Т — Т Р ткТ

АК 1 обре

(3)

Или:

ибэ =

ткТ

■Ьп

Чл

ч

V 1обр )

(4)

Для выходного напряжения ивы

ткТ

Лвых =--Ьп

ч

' Л«Л

V Шобр )

(5)

Получаем передаточную функцию ЛУ в линейном масштабе, представленную на рисунке 1.2, где дБн - абсолютный уровень напряжения по отношению к 0,775 В.

Рисунок 1.2 - Передаточная характеристика ЛУ в линейном масштабе Для представления результатов используют преимущественно полулогарифмический масштаб осей.

Основными характеристиками ЛУ являются: входной динамический диапазон (ДД), измеряемый в дБм - отношении мощности к 1 мВт, рабочая частота, коэффициент усиления по напряжению в линейной области (Ку), логарифмическая ошибка, выраженная в дБ и потребляемая мощность устройства. Отдельным параметров выделим точку тангенциальной чувствительности (Tangential signal sensitivity, TSS, итанг) - минимально-детектируемое напряжение, точка, где передаточная характеристика принимает логарифмическую зависимость. Данное напряжение определяет нижний уровень входного динамического диапазона. Напряжение, где передаточная характеристика теряет логарифмические свойства определяет верхнюю границу ДД. На рисунке 1.3 представлена передаточная характеристика многокаскадного ЛУ в полулогарифмическом масштабе.

Рисунок 1.3 - Передаточная характеристика ЛУ в полулогарифмическом

масштабе

В точке Uex(MUH) преобладают линейные свойства усилителя и коэффициент усиления по напряжению (Ky) максимален. В точке, U^ выходное напряжение совпадает с входным и в точке, Uex(MClKC) - усилитель утрачивает логарифмические свойства и входит в насыщение.

1.2. Логарифмические детекторы

Логарифмические усилители делятся на две самостоятельные группы с различными областями применения и архитектурой.

Основную долю рынка логарифмических усилителей занимают детекторы мощности или показатели уровня принимаемого сигнала (RSSI -received signal strength indicator) основная функция которых, как следует из названия это определение уровня входной мощности [18]. Могут выполнять роль самостоятельного прибора, а могут выступать в роли вспомогательной части РЧ-тракта в интегральном исполнении. Так компания AKON представила ряд усилителей с диапазонами частот 0,5-2,0, 2,0-6,0 и 2,0-18,0 1,4-21,5 ГГц как узко, так и широкополосных.

Принцип работы RSSI заключается в последовательном преобразовании входного сигнала идентичными усилителями и суммирование результатов каждого блока на общей нагрузке [19]. Так как в

логарифмическом детекторе важен не сам сигнал, а его уровень. В дополнение к нагрузке используется дифференциальная емкость для получения огибающей [20]. Микросхемы ADL5304, AD606 от компании Analog Devices являются представителями низкочастотной серии детекторов с динамическим диапазоном 200 и 60 дБ соответственно. Прецизионные усилители от компании Burr-Bown также имеют невысокий частотный диапазон, но повышенную точность логарифмирования, также являющуюся важным параметром любого логарифмического усилителя. Схемы спроектированы с использованием КМОП-усилителей с ООС. Принципиальная схема логарифмического детектора представлена на рисунке 1.4.

Рисунок 1.4 - Логарифмический детектор Все дифференциальные усилители имеют одинаковый коэффициент усиления. Подобные схемы с расширенным ДД используются в качестве усилителей видеосигнала [21].

Так, двухкаскадный логарифмический видео-усилитель (ЛВУ) состоящий из двух каскадов на 35 дБ имеет суммарный ДД 70 дБ. В соответствии с количеством блоков усиления увеличивается и точность логарифмирования, а также суммарный ДД.

Одним из крупнейших игроков на рынке полупроводниковых приборов и RSSI, в частности, выступает компания Analog Devices со своими продуктами ADL5513S, AD8306S, HMC662 и другими. Широкая линейка устройств обусловлена разбросом по частоте, входной детектируемой мощности и точности преобразования.

1.3. Логарифмический усилитель последовательного каскадирования с единичным усилителем

Логарифмический усилитель, построенный с использованием ОУ и представленный в разделе 1.1. обладает низким частотным диапазоном и тем самым имеет узкую область применения. Для работы с сигналами в широком диапазоне частот используется метод кусочно-линейной аппроксимации с использованием нескольких усилителей [22]. Передаточная характеристика такого устройства состоит из суммы «кусков». Схема многокаскадного ЛУ последовательного каскадирования из работы [23] показана на рисунке 1.5.

1 2 N

Рисунок 1.5 - ЛУ последовательного каскадирования с единичными

усилителями

ЛУ использует цепь из последовательно включенных пар дифференциальных усилителей с коэффициентами усиления А и 1, работающих в диапазоне 10 дБ, а также суммирующий элемент. Высокий коэффициент усиления осуществляется за счет использования большого числа последовательных усилителей, количество которых выбирается в соответствии с требованиями к устройству [24].

Важным параметром ЛУ «истинного» типа является отсутствие искажений в передаточной характеристике. Структура на рисунке 1.5

избавлена от данного недостатка ввиду наличия одного канала усиления. Семейство передаточных характеристики и импульсный сигналы представлены на рисунке 1.6.

в °-8 CD К ¡Ü

Й 0.6

S 0.4 i

tu о Я

g °.2 х 3 PQ

0.0

Входной импульс

Выходной импульс

-7° -35 0

Входная мощность (дБм)

а

б

Рисунок 1.6 - Передаточные характеристики (а), обработка входного

импульса (б)

Для получения требуемых характеристик важно использование подходящего технологического базиса. InP DHBT (double-heterojunction bipolar transistor) с частотой единичного усиления fT = 300 ГГц позволило увеличить коэффициент усиления 22 ГГц с при частоте работы свыше 22 ГГц [25] - [27]. Входной буфер выполнен по принципу эмиттерного повторителя для увеличения входного тока и согласования с выходной нагрузкой. В связи с этим номинал резистором составляет 50 Ом. Буферы представлены на рисунке 1.7.

Рисунок 1.7 - Входной эмиттерный повторитель и дифференциальный

выходной буфер

Дифференциальные усилительные каскады имеют двойную параллельную структуру, состоящую из двух пар дифференциальных усилительных каскадов и емкостную развязку с выходными эмиттерными повторителями. На рисунке 1.8 представлен усилительный каскад с двумя парами дифференциальных входов.

входов

Входной сигнал подается в противофазе на два параллельных каскада. Соединение с выходным эмиттерным повторителем осуществляется через емкостную развязку. Высокая частота работы позволяет использовать в качестве развязки интегральные разделительные емкости. Схема задания постоянного смещения для транзисторов Q9 и Q10 на рисунке не представлена.

Первая дифференциальная пара и Q2) обеспечивает необходимое усиление, Q5 и Q6 действуют как транзисторы-ограничители. Целью разделения суммирующей и ограничивающей пары является необходимость уменьшить падение на резисторе Rнагр, которое ограничено напряжением ^р. Уменьшение напряжения ^^ снижает наклон передаточной характеристики и позволяет избежать вхождения в нелинейную область, поддерживая точность логарифмирования. Это в свою очередь приводит к уменьшению полосы пропускания, за счет действия эффекта Миллера. Полоса пропускания каждого каскада ограничена трактом с наибольшим усилением. Усилитель с единичным коэффициентом усиления не влияет на полосу пропускания, из-за большого тока и низкого коэффициента усиления. Ограничение соотношения тока единичного усиления 11 к току ограничивающего усилителя ^ зависит от числа дифференциальных усилительных каскадов. Для того чтобы поддерживать усиление на всех уровнях входной мощности в заданном динамическом диапазоне необходимо чтобы выполнялось условие II > 4!2. В результате требование к току II может быть уменьшено, что приведет к уменьшению напряжения питания и потребляемого тока. Таким образом ток потребления составляет 170 мА, при суммарной площади кристалла 1 х 0.8 мм . Передаточная характеристика и логарифмическая ошибка представлены на рисунке 1.9, АЧХ и групповая задержка представлены на рисунке 1.10.

300 250 200 150 100 50 0

м

¥ ю к В

о

3

и

к &

1ч

о

-60 -50 -40 -30 -20

Входная мощность (дБм)

7.00 5.00 3.00 1.00 -1.00 -3.00 -5.00

— 4 ГГц —10 ГГц —16 ГГц 22 ГГц

-60 -50 -40 -30 -20 -10 Входная мощность (дБм)

а

0

б

Рисунок 1.9 - Передаточная характеристика (а), логарифмическая ошибка (б)

30 20 10 ^ 0 -10 -20 -30

---Б 11

---------Б 22

300

280

260

0 10 20 30 40 Частота (ГГц)

а

50

и

ш

о ^

ев «

ю к В

о

£ 240

о

а

« 220 а

1-4 200

-60 -50 -40 -30 -20 -10 Частота (ГГц)

б

Рисунок 1.10 - АЧХ (а), групповая задержка (б) Получение большого коэффициента усиления и отсутствие фазовых расхождений в параллельных каналах являются основными преимуществами данной структуры. В тоже время, последовательное включение дифференциальных усилителей в цепь уменьшает частоту работы устройства в ^п раз. Для получения должных частотных характеристик используются схемы с параллельным включением усилительных каналов.

0

1.4. Логарифмический усилитель параллельного типа Логарифмические усилители параллельного типа имеют схожу блок-схему [28]-[29]. В работе [30] Крис Дэниэл Холденрид представил усилитель с четырьмя параллельными каналами, один из которых имеет единичный коэффициент усиления. Блок схема ЛУ представлена на рисунке 1.11.

Ивх

1

ёш

ёш

2

ёш

2

2

_0 ^лог

Рисунок 1.11 - Блок-схема устройства Частота работы такой схемы выше ЛУ последовательного каскадирования, но в связи с разницей во времени прохождения сигналов в параллельных каналах возникает разница фаз между сигналами и выходное напряжение получает искажения. Расчет параметров усиления осуществляется за счет разделения общего ДД на части по формуле:

А = В1/4, (6)

где А - константа определяющая динамический диапазон каждого усилителя, В - требуемый динамический диапазон.

Степень В определяется из количества параллельных каналов. Процесс обработки сигналов осуществляется с помощью линейных дифференциальных усилителей. Суммирование и получением логарифмической зависимости происходит с помощью сумматора

аналоговых сигналов. Для обработки высокочастотного сигнала используются дифференциальные усилители каскодного типа. Схема каскода, а также дифференциальный усилительный каскад, используемый в данной схеме, представлены на рисунке 1.12.

а б

Рисунок 1.12 - Каскодные усилители: а)- простой каскод, б)-дифференциальный каскод Суммирование сигналов с каждой усилительной ячейки производится с помощью сумматора аналоговых сигналов, также представляющим собой каскодную схему с четырьмя дифференциальными входами. На выходе установлен резистор 50 Ом для согласования с выходной нагрузкой. На рисунке 1.13 представлена схема сумматора аналоговых сигналов.

Рисунок 1. 13 - Сумматор аналоговых сигналов АЧХ и передаточная характеристика представлены на рисунке 1.14.

и

300 250 200 150 100 50 0

1

Частота (ГГц)

-60 -40

Входное напряжение (мВ)

б

-20

Рисунок 1.14 - АЧХ ЛУ (а) и передаточная характеристика ЛУ (б) В статье [31] представлена похожая схема ЛУ с измененной структурой. Рабочая частота увеличена до 6 ГГц, динамический диапазон составил 50 дБ. На рисунке 1.15 представлен общая схема устройства. Дополнительно подключена схема коррекции постоянного смещения входных дифференциальных усилителей.

0

4

а

Рисунок 1.15 - Блок-схема устройства Увеличение рабочей частоты и ДД достигнуто с помощью каскадов на основе усилительных ячеек Cherry-Hooper. Благодаря наличию обратных связей, данная схема позволяет значительно увеличить динамический диапазон устройства. Дифференциальный усилитель Cherry-Hooper представлен на рисунке 1.16.

Подача входного сигнала осуществляется через согласующие входные эмиттерные повторители с резистивным делителем для задания постоянного смещения. Источниками тока служат токовые зеркала, а выходным каскадом дифференциальный эмиттерный повторитель для увеличения выходного тока и согласования с сумматором аналоговых сигналов. Сумматор аналоговых сигналов на рисунке 1.17.

Рисунок 1.17 - Сумматор аналоговых сигналов Нагрузочный резистор 73 Ом обеспечивает коэффициент согласования с выходной нагрузкой 50 Ом менее 2. Источники тока подобраны в соответствии выходному напряжению в каждой усилительной цепи. Резисторы 5 Ом обеспечивают необходимую линейность сумматора. На рисунке 1.18 приведены результаты анализа Monte Carlo.

в

<u

0.45 0.4 0.35 0.3

<u «

&

§ 0.25

<u о

X

о

X

Я

« 0.05

0.2 0.15

0.00

100 мк 1 м 10 м 100 м

Входное напряжение (В)

Рисунок 1.18 - Передаточная характеристика в анализе Monte Carlo АЧХ и передаточная характеристика представлены на рисунке 1.19.

Рисунок 1.19 - АЧХ ЛУ (а) и передаточная характеристика ЛУ (б)

1.5. ЛУ параллельного типа на резистивных делителях Усилитель из работы [32], представленный на рисунке 1.20 имеет параллельную структуру с резистивными делителями.

Рисунок 1.20 - ЛУ на резистивных делителях Каждый дифференциальный усилитель имеет одинаковый коэффициент усиления. За счет резистивного делителя происходит разделение рабочих областей. В силу физических особенностей резисторы значительно ухудшают шумовые характеристики устройства. Наряду с шумом сигнал в каждой параллельной усилительной цепи получает разную задержку, что приводит к фазовым сдвигам и искажениям выходного сигнала На основе изученных работ представлена таблица 1 с устройствами, спроектированными в различных технологических нормах.

Таблица 1.1 - СВЧ ЛУ «истинного» типа

Источник информации UnHT Ky Динамический Диапазон Частота работы

A DC-4-GHz True Logarithmic Amplifier: Theory and Implementation [30] -5В 30 Дб 40 дБ DC - 4 ГГц

A DC-6 GHz, 50 dB Dynamic Range SiGe HBT True Logarithmic Amplifier [11] -3.3В 39 Дб 50 дБ DC - 6 ГГц

Таблица 1.1 - СВЧ ЛУ «истинного» типа

A Wideband InP DHBT True Logarithmic Amplifier [12] -3.8В 22 Дб 43 дБ 4 - 22 ГГц

A 0.5 to 4 GHz True Logarithmic Amplifier Utilizing Monolithic GaAs MESFET Technology [23] ±8В 50 Дб 70 дБ 0.5- 4 ГГц

1.6. Выводы

Детекторы занимают лидирующие позиции на рынке и составляет основу датчиков мощности. Классическая схема имеет определенные недостатки, вызванные возникновением выходного смещения при нулевом сигнале и рассогласовании входных дифференциальных каскадов.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Морозов Дмитрий Николаевич, 2022 год

Источник тока

В-

я

Рисунок 2.6 - Схема детектора с дополнительным каскадом

Схема представляет собой идентичные детектор и дифференциальный усилительный каскад, топологически согласованный с основным усилителем методом «common centroid», но без подачи дифференциального переменного сигнала [44]-[45]. При возникновении технологического расхождения во входной дифференциальной паре основного каскада, идентичные расхождения образуются и во вспомогательном. С помощью ООС происходит корректировка по току и напряжению смещения во вспомогательном и основном каскаде. За счет выбора режима детектора с малым потреблением общее увеличение тока потребления оказывается не существенным [46].

Процесс логарифмирования заключается в последовательном переходе в насыщения всех дифференциальных усилительных ячеек и суммирования выходного напряжения на общей нагрузке. Для иллюстрации можно составить таблицу сигналов для идеализированного устройства из пяти каскадов с коэффициентом усиления 3,16 раз (10 дБ) и порогом ограничения усилителей равным 316 мВ (таблица 2.1).

Таблица 2.1 - Таблица сигналов пятикаскадного детектора

иВХ(мВ)/каскад 1 2 3 4 5 На выходе если КУ_ДЕТ = 1

1 3,16 10 31,6 100 316 316+ 145

3,16 10 31,6 100 316 316 2 х 316 + 141

10 31,6 100 316 316 316 3 х 316 + 131

31,6 100 316 316 316 316 4 х 316 + 100

100 316 316 316 316 316 5 х 316

Из таблицы 2.1 видно, что входные сигналы, выбранные в геометрической прогрессии, преобразуются в арифметическую прогрессию, т.е. логарифмируются, но не совсем точно, т.к. при малых уровнях сигнала на входе заметный вклад на выходе вносит сумма сигналов до ограничения. линейность передаточной характеристики в полулогарифмическом масштабе. Линейность передаточной характеристики в полулогарифмическом масштабе, иначе равномерность увеличения выходного сигнала, или постоянство шага арифметической прогрессии на выходе при кратном возрастании сигнала на входе, является важным параметром схем RSSI. Добавление сигнала детектора без усиления, как видно из таблицы 2.2, улучшает логарифмические характеристики тракта, а добавление аттенюатора на входе может расширить динамический диапазон для больших сигналов.

Таблица 2.2 - Таблица сигналов шестикаскадного детектора

иВХ(мВ)/каскад 0 1 2 3 4 5 Ку_ДЕТ _ 1

1 1 3,16 10 31,6 100 316 316+ 145

3,16 3,16 10 31,6 100 316 316 2 х 316 + 141

10 10 31,6 100 316 316 316 3 х 316 + 131

31,6 31,6 100 316 316 316 316 4 х 316 + 100

100 100 316 316 316 316 316 5 х 316

При построении реальных трактов возникают следующие эффекты:

• малые сигналы детектор не определяет, поэтому шаг растет только с некоторого уровня;

• при слишком больших сигналах и большом количестве каскадов суммарные токи могут быть слишком велики и вводить в насыщение выходные транзисторы детекторов,

• сигналы до уровня ограничения дают свой вклад и искажают арифметическую прогрессию на выходе (как показано в таблицах 2.1, 2.2).

Возможность отказа от внешних корректировок выходной характеристики обусловлена использованием RSSI не только как самостоятельное устройство, но и в качестве вспомогательного. Наличие ненулевого потенциала на выходе устройства при отсутствии внешних сигналов вносит определенные сложности при подключении к АЦП.

Представленная схемотехника позволяет осуществлять изготовление схем RSSI УПЧ с диапазоном свыше 70 дБ совместно с 8-ми разрядным АЦП на одном кристалле, с аналоговым и цифровым выходами и встроенным блоком питания типа «Band Gap». АЦП, для уменьшения потребляемой мощности, выполнен по методу последовательного приближения (SAR) с тактовой частотой до 100 МГц и выходной частотой до 10 МГц. Сигнал с выходной емкости блока RSSI поступает на АЦП через корректирующий усилитель. Передаточная характеристика RRSI при различных температурах [47]-[48] представлена на рисунке 2.7.

-80

-60 °С 27 °С 80 °С

-60 -40 -20 0 20 Входная мощность (дБм)

Рисунок 2.7 - Передаточная характеристика RSSI

2.4. Выводы

В процессе разработки усовершенствованных методов проектирования Я881 для различных частотных диапазонов спроектированы две принципиальные схемы со связью по переменному току и с гальванической связью по технологии КМОП 90 нм. Решена проблема компенсации выходного смещения при нулевом сигнале путем добавления вспомогательного детектора, включенного в противофазе. Для работы с частотами близкими к ЭС предложена схема устранения топологического разбаланса, вызванного технологическими отклонениями. Для этого использован принцип включения дополнительных каскадов идентичных основным, без подачи на них переменного сигнала, что позволяет проводить корректировки по постоянному току без влияния на сигнальные цепи. Спроектированы схемы RSSI с уменьшенным на 100 мВ значением выходного постоянного смещения и топологически согласованными входными каскадами с использованием емкостной/гальванической развязки для диапазона частот 100 кГц - 80 МГц.

3. ЛУ «ИСТИННОГО» ТИПА И ОБЛАСТИ ИХ ПРИМЕНЕНИЯ

Являясь нелинейным прибором, основным параметром и требованием, предъявляемым к ЛУ «истинного» типа, является входной ДД. Возможность обработки входного сигнала высокой мощности открывает обширные возможности в области разработки УПЧ для РЧ-трактов, а также в качестве вспомогательного блока в системах с АЦП, модуляторами и демодуляторами.

В главе представлены результаты перехода от линейного преобразования входного сигнала к логарифмической форме и дальнейшая обработка с помощью АЦП [49]-[52] и модуляторов/демодуляторов. Описаны преимущества в области увеличения входного ДД и усреднения относительной ошибки преобразования АЦП.

Представлена модель увеличения входного ДД системы ЛУ и модулятор/демодулятор, а также оценены возможности усиления подавления паразитных составляющих выходного спектра. Дана оценка перехода от линейного формата передачи информации к логарифмическому. Описаны преимущества и недостатки, а также допущения, применимые к системе.

3.1. Увеличение динамического диапазона АЦП

Для перевода аналогового сигнала в цифровой вид для дальнейшей обработки необходимо использовать АЦП, [53]-[56] к которым, наряду с остальными элементами РЧ-тракта применяются определенные требования, одними из которых являются: большое количество эффективных разрядов, а также малое значение относительной ошибки [57]. Для АЦП динамическим диапазоном определяется отношение входного сигнала, при котором происходит переполнение выходного кода ^шш) к сигналу, при котором происходит первое переключение (UМИН):

где UмзР - изменение входного сигнала, необходимое для изменения выходного кода на один значащий бит (МЗР), N - количество бит АЦП.

ДД = 20108

и

МАКС V иМИН у

I 2М ■ И \ 201о8 2 имзр = 201082",

(6)

Решение данных проблем возможно осуществить без вмешательства в конструкцию АЦП. Относительная ошибка представляет собой отношение абсолютной погрешности измерения к эталонному значению измеряемой величины. Для АЦП, относительная ошибка будет рассчитываться с использованием следующего выражения:

иВХ ~ иВХ ) " ^МЗР Ш 100%

0' (7)

Л

и

ВХ

где иВХ - является уровнем входного сигнала, 0(иВХ) является выходным цифровым кодом для иВХ.

На рисунке 3.1 представлен расчет абсолютной ошибки идеального двухразрядного АЦП с шагом 10 мВ. Определяется по выходному коду и пилообразной зависимостью от входного сигнала, а это меньше, чем иМЗР.

РР

40

К И

Й 30 * 30

л

§ 20

0Э О

к

§ 10

X

нн

ИР рр

0

Входное напряжение

----Входной код / 1 / 1

-----Абсолютная ошибка / / / / / 1 ¿Г J

у/| / 1 / 1 / 1 X 7\ / 1 1 / 1 | Х 1 / .

_____ 1 / 1 / / ' Ь' . ^ 1 -1—►

0 10 20 30 40

Входное напряжение (мВ)

Рисунок 3.1 - Абсолютная ошибка На рисунке 3.2 представлен график относительной ошибки.

Относительная ошибка

10 20 30 Входное напряжение (мВ)

Рисунок 3.2 - Относительная ошибка При рассмотрении относительной ошибки для небольшого сигнала (до ее значение будет равным 100%. И определяется конечной чувствительностью АЦП. Выходной код изменяется в тот момент, когда входной сигнал превысит UМ3Р. Пока входной сигнал меньше ^^ выходной код АЦП равен 0. ЛУ позволяет уменьшить дисбаланс относительной ошибки путем сжатия входного динамического диапазона. На рисунке 3.3 показана предлагаемая схема расширения динамического диапазона без ухудшения относительной погрешности с помощью логарифмического усилителя истинного типа.

log( A)

I

D ( log( A) )

10

Рисунок 3.3 - Структурная схема

A

На рисунке 3.4 представлен результат уменьшения разброса относительной ошибки АЦП с использованием ЛУ «истинного» типа.

Относительная ошибка

10 20 30 Входное напряжение (мВ)

Рисунок 3.4 - Относительная ошибка АЦП с использованием ЛУ Результатом такого включения является уменьшение относительной ошибки на 20 %. В тоже время особенностью данной системы является то, что сигнал поступающий на выход АЦП имеем логарифмическую зависимость. Данный факт нужно учесть при дальнейшей обработке, которая в свою очередь может осуществляться цифровым или аналоговым экспоненциированием.

Пусть ивь1Х = Р1ЛУ (ивх) является передаточной функцией

логарифмического усилителя. Сигнал, при котором происходит переполнение выходного кода АЦП (иМАКСЛУ) и входному сигналу, при котором происходит первое переключение (иМИНЛУ):

иМАКСЛУ = ^ЛУ (РМАКС ),

РМИНЛУ ( РМИН ),

(8) (9)

где ¥ЛУ - инверсная функция ЛУ.

Передаточная функция реального ЛУ представляет собой комбинацию

линейной зависимости для малого сигнала и логарифмической функции для большого сигнала:

ЛУ

куивх, ивх <и

ВХ 0

к у .1св(ивх), ивх >и

ВХ 0

(10)

где ивх 0 - входное напряжение, при котором происходит переход от линейной зависимости к логарифмической, ку - коэффициент усиления на линейном участке характеристики. Таким образом, с учетом (6) и (10) динамический диапазон определяется:

Г ^

2 и

ДДС = 201св

и,

МЗР

к,.

(11)

где ДДС - динамический диапазон системы.

Результат моделирования ЛУ с идеальным АЦП показаны на рисунках 3.5 Коэффициент усиления составляет 30 дБ.

си К И

си *

сч а С й И

О

И

^

о

X

СР

1.25 1.0 0.75 0.5 0.25 0

-0.25

Выходное напряжение Восстановленный сигнал

0 0.5 1.0 1.5 2.5

Время (нс)

3.0 3.5

Рисунок 3.5 - Структурная схема

В схеме моделирования использовался идеальный цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) для восстановление цифрового сигнала. Важно отметить, что при работе с АЦП прологарифмированный сигнал должен иметь низкий уровень логарифмической ошибки для исключения ложных переключений. Для этого в приоритете предусмотреть возможность корректирования передаточной характеристики ЛУ.

3.2. Увеличение входной линейности модулятора/демодулятора и корректировка интермодуляционных искажений

Одними из важнейших составляющих РЧ-трактов являются модуляторы и демодуляторы - устройства, производящие перенос низкочастотных 1/р-сигналов на высокочастотный ЬО-сигнал и выделяющие из высокочастотного КБ-сигнала низкочастотные 1/р составляющие [58]-[61].

Также как для АЦП важным параметром является входная линейность по уровню 1 дБ, превышая границу которого на выходе устройств наблюдаются интермодуляционные искажения и нелинейное преобразование входного сигнала. Помимо интермодуляционных искажений, вызванных нелинейностью устройства в квадратурных модуляторах в выходном спектре помимо полезного сигнала, наблюдаются сигналы несущей и паразитной боковой частот [62]-[63]. Для демодулятора этот параметр не является существенным в виду значительной разницы между выходной и паразитными частотами и возможностью их фильтрации. Для улучшения вышеперечисленных параметров также может быть использован ЛУ «истинного» типа путем подключения к 1/р входам модулятора и ЯБ-входу демодулятора соответственно с внесением определенных ограничений [64]. Выходной ЯБ сигнал модулятора и выходные 1/р сигналы демодулятора будут соответственно преобразованы по логарифмическому закону, следовательно, для восстановления сигнала необходимо обеспечить цифровое или аналоговое экспоненциирование.

Динамический диапазон модулятора/демодулятора после включения ЛУ будет пересчитан по формуле:

иМИН ^у^танг,

иМАКС = к у 10§ ^

МАКС (Р1дВ)>

ДДС = ■

иМАКС(РЫБ) | ^ )

^^^ТТЛ I о

(12)

(13)

(14)

К

где ДДС - динамический диапазон системы, итанг - точка тангенциальной чувствительности, при котором функция из линейной переходит в логарифмическую, иМАКС(Р]дВ) - граница линейности по уровню 1 дБ [25].

Для анализа воздействия ЛУ на интермодуляционные искажения модулятора и демодулятора разделим их на два типа: вызванные нелинейностью прибора сош ± птш и технологическим рассогласованием соьо

(несущая частота) , соьо ± сош или соьо ± сош (паразитная боковая частота) и сформируем тестовую схему необходимую для получения двухтонального сигнала. Тестовая схема представлена на рисунке 3.6 и представляет собой квадратурный модулятор, выходной усилитель и анализатор спектра.

Анализатор спектра

Рисунок 3.6 - Тракт модулятора

е

В зависимости от частот полосы пропускаемых частот в качестве тракта гетеродина может быть использован полифазный фильтр [61]-[62] или делитель частоты [63]. АВЫХ выступает в качестве тестового линейного усилителя. Таким образом, двухтональный сигнал, представляющий сумму частот и преобразованный в выходном усилителе будет иметь спектр

состоящий из полезного сигнала и паразитных составляющих. Затем преобразуем тестовую схему и добавим на 1/р входы ЛУ как показано на рисунке 3.7. Получим на выходе системы спектр прологарифмированного сигнала. Учитывая, что в качестве выходного усилителя может быть взята идеальная модель, сравнение двух спектров определит преимущества и недостатки во включении ЛУ в систему.

Анализатор спектра

корректиров ка

Рисунок 3.7 - Тракт модулятора с ЛУ на входах

Смешав высокую и низкую частоты с помощью квадратурного

модулятора получим двухтональный сигнал и применим к нему разложение в

ряд Тейлора в рабочей точке. Пусть двухтональный сигнал определяется

46

формулой:

X = А - соб^ • t) + В - ео8(^2 • Г), (15)

где со], и с2, частоты близкие по значению. Тогда при разложении имеем

ивых = а\" X + а2 • X2 + аъ - X3 + аЛ • X*, (16)

иВЫХ - напряжение выходного сигнал, разложенное в ряд п-й степени, а] - ап — безразмерные коэффициенты разложения в ряд Тейлора для малосигнального анализа.

и1 = А1 - соб^^ • t), (17)

ид = ^-со8(<%-/ + 90°Л (18)

Ь07 = В7 - - t), (19)

ЬОв = Ве - соб^ - t + 900), (20)

Для квадратурного модулятора имеем А/ = Ад

и_/ аиё ид - 1Ь сигнал с разностью фаз 90°, ЬО/ аиё ЬОд ЬО сигналы с разностью фаз 90°, А/ и Ад- амплитуды 1Ь сигналов, В/и Вд - амплитуды ЬО сигналов, сош - 1Ь частоты, сЬО - частоты ЬО сигнала. На выходе модулятора получим:

X = и - ьо7 + и0 - ь^, (21)

X = С - ео8((^ьо +™1Г ) - О (22)

где X- выходной сигнал модулятора, Сщ? - ЯЬ амплитуда. Рассмотрим вариант с подключением ЛУ на входы 1/р модулятора. Перепишем (21) и (22) в виде:

и1 ^ = ку - 1о§( А - со<®ш -1))> (23)

ив1о, = ку • 1о§(4 • со8(^ • I + 90°„, (24)

где ку - коэффициент усиления по малому сигналу.

Тогда, заменив и/ и ид на и^ и ид^ (19) примет вид:

X — В1 • СС^б^ • • ку • • С08(^//7 • + Вд • СС^б^ • ^ + 90°; • л, • ' ^лл^ы/^ • * -г (25)

47

Установив на выходе модулятора дифференциальный усилитель, по формуле (16) получим:

ивых = а1' КВ1' со$(®ю ' 0) • к у ' 1о§(Л •С08 ' 0) + (Вд ' 'г + • % • • '1 -т УК}° ))\ "г

+д2[(57 • С08(бУ10 • *)) • ку • 1(^(4 • СОв^ • 0) + (Вд • С08(бУ10 • г + 90°;; • • ' ' * т ™ ))\ т (26) +ап[(В1 • С08(бУ10 • 0) • ку • ^(4 • СО$((д1Р • 0) + • С08(фю • Г + 90°;; • • ш^Лд • ъиъушр • I т уу/т ,

Выражение (26) представляет собой разложение в ряд двухтонального сигнала на выходе исследуемого дифференциального усилителя. Выделить в данном равенстве составляющие: , 2юю, пюю ,юю±®ш, юш± 2ю1Г ,юш± пмш

затруднительно в связи с наличием функции логарифма. Для сравнительной оценки двух вариантов обработки сигнала и анализа интермодуляционных искажений системы с использованием ЛУ и без него было использовано компьютерное моделирование.

Передаточную характеристику ЛУ можно разделить на три части: линейную, логарифмическую и область насыщения. Выходной спектр в линейной области аналогичен классическому линейному усилителю. В логарифмической области ЛУ работает как нелинейный прибор и вносит интермодуляционные искажения высшего порядка. Спектральный анализ ЛУ в нелинейной области представлен на рисунке 3.8.

РЭ

н

О О

и 3

о

3

и

^

о X

3 И

-10

-20 -30

-40

-50

-60 -70

2

-32

0 0.1 0.3 0.5 0.7 Частота (ГГц)

0.9

1.1

Рисунок 3.8 - Спектр демодулятора Схема тестирования представляет собой смеситель сигналов, на выходе

0

которого установлен исследуемый усилитель, а на входы 1/р подается сигнал с ЛУ, преобразованный по логарифмическому закону соответственно. Смесители должны иметь показатель линейности выше максимальной выходной мощности ЛУ. ЛУ в свою очередь переносит собственные интермодуляционные искажения на частотах ю^, 3юш, 5юш, пю^ в выходной спектр смесителя. Нечетные коэффициенты влияют на амплитуду полезного сигнала, и потому при больших амплитудах коэффициент усиления перестает быть постоянным. Четными коэффициентами преобразований можно пренебречь, так как их влияние на амплитуду выходного сигнала несущественно [64]. Далее, в усилителе происходит усиление смешанного сигнала. Сравнение выходного спектра на выходе АВЫХ с использование ЛУ представлено на рисунке 3.9, без ЛУ на рисунке 3.10. Можно оценить влияние искажений, вызванных логарифмическим преобразователем на выходной сигнал системы.

10

-10

-20

-30

-40

-50

-60

-70

3.5

-28

-8

0 0.1 0.3 0.5 0.7 0.9 1.1

Частота (ГГц)

1.3

1.5

1.7

1.9

Рисунок 3.9 - Спектр модулятора с ЛУ

0

м

л н о о к

я

о

-10

-20

-30

3

и

« -40

о

§

Л

га

-50

-60

-70

0 0.1

0.3

0.5

-31

0.7

0.9

1.1

1.3

1.5

1.7

1.9

Частота (ГГц)

Рисунок 3.10 - Спектр модулятора без ЛУ Из результатов моделирования следует, что интермодуляционные искажения, сгенерированные ЛУ, добавляются к нечетным частотам с счетчиком т общего выходного сигнала: юш + 1®ш, + 3®ш, ®ьо + тю1Р. Несущая частота ©ш будет подавлена при условии идентичности квадратурных сигналов на выходе генератора гетеродина [65]-[66]. Решить проблему пролезания паразитных гармоник в спектр выходного сигнала возможно с помощью полосового фильтра и корректировки амплитудного разбаланса 1/р сигналов [67]. Спектральный анализ с полосовым фильтром с полосой пропускания менее 6ю1Р представлен на рисунке 3.11.

£

о

к &

о «

й

к

«

о X

Я га

10

-10

-20

-30

-40

-50

-60

3.5

-33

-43

0 0.1 0.3 0.5 0.7 0.9 1.1

Частота (ГГц)

1.3

1.5

1.7

1.9

Рисунок 3.11 - Спектр с модулятора с ЛУ и полосовым фильтром

0

0

Для коррекции паразитной боковой воспользуемся балансировкой передаточной характеристики ЛУ. Для этого рассмотрим архитектуру, представленную на рисунке 3.12.

Ивх

Рисунок 3.12 - ЛУ с внешней корректировкой Подобрав подходящую комбинацию сигналов и1-2 в диапазоне 2.5-3 В скомпенсируем передаточную характеристику в каждом ЛУ, уменьшив амплитудный разбаланс сигналов 1/р, получим больший коэффициент подавления паразитной боковой частоты. Результат калибровки представлен на рисунке 3.13.

-10

-20 -30

-40

-50

-60 -70

0 0.1

3.5

-43

-50

0.3

0.5

0.7

0.9

1.1

1.3

1.5

1.7

1.9

Частота (ГГц)

Рисунок 3.13 - Результаты калибровки Схема тестирования квадратурного демодулятора аналогична и отличается лишь тестовой схемой, представленной на рисунке 3.14.

0

Анализатор спектра

Анализатор спектра

Рисунок 3.14 - Тракт демодулятора

В выходном спектре демодулятора, представленном на рисунке 3.15 частотами ю1Р, 3ю1Р, 5ю1Р, тю1Р можно пренебречь в виду использования фильтра нижних частот [68]-[69].

0

й -10

£ -20

0

1 -30

о

* -40

л к п о X

« -60

-50

-70

2

-32

0 0.1

0.3

0.9

1.1

0.5 0.7 Частота (ГГц)

Рисунок 3.15 - Спектр демодулятора

Проводя оценку уровня интермодуляционных искажений в квадратурных модуляторах и демодуляторах необходимо учесть следующее:

1) Неидеальность генератора квадратурного сигнала (в данном случае используется идеальный источник);

2) Собственную нелинейность выходного каскада Л0ит.

Данный метод обработки входного высокочастотного сигнала большой мощности имеет свои плюсы и недостатки. При выборе подобного метода обработки сигнала следует учесть техническое задание и требуемые параметры, одним из которых является общая потребляемая мощность. В модуляторах и демодуляторах, в которых достижение заданного значения входной/выходной линейности недостижимо без дополнительной компрессии входного динамического диапазона использование ЛУ необходимо, но приведет к увеличению тока потребления. А также последующего обратного преобразования обработанного сигнала.

3.3 Выводы

Используя ЛУ «истинного» типа в паре с АЦП или модуляторами/демодуляторами нужно учитывать, что понятие линейного преобразования опускается и аналоговый/цифровой сигнал передается в прологарифмированном виде. Таким образом, для дальнейшей обработки необходимо использовать устройства цифрового или аналогового экспоненциирования. Предложенный ЛУ «истинного» типа позволил уменьшить разброс относительной ошибки преобразования на 20%.

Предложенный метод подключения ЛУ «истинного» типа к квадратурному модулятору/демодулятору позволил перейти к нелинейному принципу передачи информации и увеличил входной динамический до 10 дБм.

В тоже время сжатие входного сигнала с помощью ЛУ переносит интермодуляционные искажения в выходной спектр модулятора и для получения уровней подавления паразитных гармоник более 30 дБ обязательно использование фильтра с полосой менее 6®^.

4. МЕТОДИКА ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЛУ «ИСТИННОГО» ТИПА НА ЕМКОСТНЫХ ДЕЛИТЕЛЯХ СИГНАЛА

Логарифмический усилители «истинного» типа, сохраняющие информацию о фазе и амплитуде входного сигнала, имеют различные типы архитектур со своими преимуществами и недостатками.

В главе рассказывается о методе расчета коэффициента усиления через емкостные делители сигнала, использование которых упрощает расчеты и уменьшает фазовые искажения выходного сигнала. Описаны основные блоки, используемые в данной разработке и представлены основные анализы, необходимые для обеспечения работоспособности устройства.

4.1. Математическое описание

Рассмотрим ЛУ последовательного преобразования [70], состоящий из N усилителей с фиксированным коэффициентом усиления.

1 2 N

Рисунок 4.1 - ЛУ последовательного логарифмирования Каждый усилитель имеет фиксированный коэффициент усиления А и достигнув напряжения иОГР входит в ограничение. Напряжение в точке ограничения будет определяться формулой:

= ^. (27)

Напряжение на выходе первого усилителя будет равно:

ивых = иВХ + иОГР, (28)

Или:

иВЬК иОГР

г1+11

i л)

На выходе к-го усилителя получим:

/

ивьх = (N - к)иогр + иогр

и

ОГР

= ивх (А +1)*-1,

1

Л

1 + -

V Л у

А

к -1 = ^

Л+1

и,

ОГР

V Л ' ивх )

где к - номер участка передаточной характеристики. Получим иВЬ1х.

и

вых

N + 1 + ^ 4+1

ГЛ • ивх Л

V иогр )

и,

ОГР'

Выразив передаточную характеристику в логарифмическом виде получим выражение в виде В/дБ [70]:

и

и,

ОГР

вых

(29)

(30)

(31)

(32)

(33)

(34)

201о§( Л +1)

Проведем анализ передаточной характеристики на основе ЛУ параллельного типа, представленного на рисунке 4.2.

Ивх

Рисунок 4.2 - ЛУ параллельного типа Пусть ЛУ состоит из N параллельных усилительных каскадов, тогда общий динамический диапазон В будет равен:

П = Ан, (35)

Передаточная характеристика в полулогарифмическом масштабе примет вид, показанный на рисунке 4.3, где 1П - выходной ток первого каскада, а С - минимальное напряжение логарифмической характеристики.

Рисунок 4.3 - Передаточная характеристика в полулогарифмическом

масштабе