Исследование и разработка монолитных интегральных схем СВЧ фазовращателей для приемо-передающего тракта систем АФАР тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 00.00.00, кандидат наук Котляров Евгений Юрьевич

• Котляров Евгений Юрьевич
• кандидат наук
• 2025

Оглавление диссертации кандидат наук Котляров Евгений Юрьевич

ВВЕДЕНИЕ

1. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ СВЧ ФАЗОВРАЩАТЕЛЕЙ

И МЕТОДЫ ИХ РАЗРАБОТКИ И ИССЛЕДОВАНИЯ

1.1. Особенности текущей ситуации в технологии разработки ИМС

1.1.1. Системы радиолокации на основе фазированных антенных решеток

1.2. Современные подходы к проектированию

интегральной радиоэлектронной аппаратуры

1.2.1. Технологии искусственного интеллекта и нейросетей

при разработке интегральных устройств

1.2.2. Разработка моделей аналоговых радиочастотных схем

и систем с использованием методов машинного обучения

1.3. Разработка схем фазовращателей для систем АФАР

1.3.1. Фазовращатели на основе коммутируемых ключей

1.3.2. Плавные фазовращатели

1.3.3. Векторные ^ фазовые модуляторы

1.4. Аспекты проектирования радиочастотных интегральных схем

1.5. Исследование интегральных схем

1.5.1. Исследования интегральных схем на пластине

1.5.2. Исследования интегральных систем в составе корпуса

1.6. Определение подхода к исследованиям и разработке монолитных интегральных схем приемо-передающего тракта

для радиолокационных систем, постановка задачи и цели исследования

1.7. Выводы к первой главе

2. РАЗРАБОТКА МИКРОСХЕМЫ 6-ТИ РАЗРЯДНОГО ФАЗОВРАЩАТЕЛЯ СИСТЕМЫ АФАР КА-ДИАПАЗОНА ЧАСТОТ

НА ОСНОВЕ GAAS PHEMT 250 НМ БИБЛИОТЕКИ

2.1. Анализ технологической библиотеки

2.2. Схемотехническое проектирование фазовращателя

2.3. Разработка и анализ схемы переключателя

2.4. Разработка и анализ фазосдвигающих разрядов

2.5. Разработка и анализ схемы фазовращателя

2.6. Электромагнитный анализ схемы

2.7. Разработка топологии фазовращателя

2.8. Выводы ко второй главе

3. РАЗРАБОТКА МИКРОСХЕМ SPDT-КОММУТАТОРА И 6-ТИ РАЗРЯДНОГО ФАЗОВРАЩАТЕЛЯ ДЛЯ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМ Х-ДИАПАЗОНА ЧАСТОТ НА ОСНОВЕ 90 НМ КМОП-ТЕХНОЛОГИИ

3.1. Кремниевые технологии в контексте базы

для реализации элементов приемо-передающего тракта

3.2. Коммутируемые схемы в приемо-передающих трактах систем АФАР

3.2.1. Ключ на основе транзистора с плавающим потенциалом тела

3.2.2. Кремниевая технология для систем РЛС Х-диапазона

3.2.3. Разработка схемы SPDT-коммутатора

3.2.4. Разработка топологии

3.2.5. Маршрут разработки коммутатора

3.3. Проект 6-ти разрядного фазовращателя Х-диапазона частот

3.3.1. Маршрут проектирования 6-ти разрядного фазовращателя

3.3.2. Выбор активного элемента дискретного фазовращателя

3.3.3. Метод выбора и реализации фазосдвигающих цепей

3.3.4. Разработка микросхемы 6-ти разрядного фазовращателя

3.3.5. Разработка топологии

3.3.6. Результаты компьютерных симуляций

работы дискретного фазовращателя

3.4. Выводы к третьей главе

4. ИССЛЕДОВАНИЕ МИКРОСХЕМ Х-ДИАПАЗОНА ЧАСТОТ

4.1. Описание стенда для экспериментального исследования

4.2. Измерения двухпозиционного коммутатора Х-диапазона

4.2.1. Измерения параметров матриц рассеяния ИМС коммутатора

4.2.2. Измерения параметров выходной мощности ИМС коммутатора

4.3. Анализ результатов измерений коммутатора

4.4. Измерения 6-ти разрядного фазовращателя Х-диапазона

4.4.1. Измерения параметров матриц рассеяния ИМС ФВ

4.4.2. Измерение мощности ИМС ФВ

4.5. Анализ результатов измерения фазовращателя

4.6. Выводы к четвертой главе

5. МЕТОДИКА ИССЛЕДОВАНИЯ ВРЕМЕНИ УСТАНОВКИ ФАЗОВОГО СДВИГА ПРИ РАБОТЕ ДИСКРЕТНОГО СВЧ ФАЗОВРАЩАТЕЛЯ

5.1. Способ измерения времени установки фазы высокочастотного сигнала

5.2. Системная модель РЧ тракта для оценки времени установки фазового сдвига

5.3. Экспериментальное исследование времени переключения фазового сдвига при работе дискретного фазовращателя

5.3.1. Автоматизация методики исследования

5.4. Выводы к пятой главе

6. МАРШРУТЫ РАЗРАБОТКИ И ИССЛЕДОВАНИЯ МИКРОСХЕМ СВЧ ФАЗОВРАЩАТЕЛЕЙ

6.1. Маршрут разработки топологии интегральных микросхем СВЧ фазовращателей

6.2. Маршрут экспериментального исследования

интегральных микросхем СВЧ фазовращателей

6.3. Выводы к шестой главе

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

Приложение 1. Акт о внедрении результатов диссертационной работы

Приложение 2. Акт о внедрении результатов диссертационной работы

Приложение 3. Акт о внедрении результатов диссертационной работы

Приложение 4. Акт о внедрении результатов диссертационной работы

Перечень используемых сокращений и обозначений

АИС - Аналоговая интегральная схема;

АРМ - Автоматическое рабочее место;

АТТ - Аттенюатор;

АФАР - Активная фазированная антенная решётка;

АЦП - Аналого-цифровой преобразователь (АЦП, Analog-to-digital converter, ADC);

АЧХ - Амплитудно-частотная характеристика;

БУ - Буферный усилитель;

БиКМОП - BiCMOS (англ. bipolar complementary metal oxide semiconductor);

ВАЦ - Векторный анализатор цепей;

ВАХ - Вольт-амперная характеристика;

ВУМ - Выходной усилитель мощности;

ВЧ - Высокие частоты;

ГВЗ - Групповое время запаздывания;

ДЗЗ - Дистанционное зондирование Земли;

ЗУ - Защитное устройство;

ИМС - Интегральная микросхема;

КИА - Контрольно-измерительное оборудование;

КМОП - КМОП (комплементарная структура металл — оксид — полупроводник;

англ. CMOS, complementary metal-oxide-semiconductor);

КНИ - Кремний на изоляторе (КНИ, англ. Silicon on insulator, SOI);

КП - Контактная площадка;

КПД - Коэффициент полезного действия;

КСВ - Коэффициент стоячей волны (англ. standing wave ratio, SWR);

КСВН - Коэффициент стоячей волны по напряжению (VSWR);

МЭМС - Микроэлектромеханические системы

МОП - МОП-транзистор (MOSFET, «металл оксид полупроводник»);

МПЛ - Микрополосковая линия передачи;

МШУ - Малошумящий усилитель;

МкЭ - Метод Конечных Элементов;

ММ - Метод Моментов;

МФС - Многофункциональная интегральная схема;

НИОКР - Научно-исследовательские и опытно-конструкторские работы;

НИР - Научно-исследовательские работы;

ПВО - Противовоздушная оборона;

ПК - Персональный компьютер;

ПО - Программное обеспечение;

ППМ - Приемо-передающий модуль;

ПРД - Передающий канал;

ПРМ - Приемный канал;

ПЧ - Промежуточная частота;

РЛС - Радиолокационные системы;

РЧ - Радиочастота;

РЭБ - Радиоэлектронная борьба;

САПР - Система автоматизированного проектирования;

СВЧ - Сверхвысокие частоты;

СнК - Система на кристалле (англ. SoC, system on chip)

ТЗ - Техническое задание;

УМ - Усилитель мощности

ФАР - Фазированная антенная решетка;

ФВ - Фазовращатель;

ФВЧ - Фильтр верхних частот;

ФНЧ - Фильтр нижних частот;

ФЧХ - Фазо-частотная характеристика;

ЦАП - Цифро-аналоговый преобразователь;

ЦАР - Цифровая антенная решетка;

ЦАФАР - Цифровая активная фазированная решетка;

ЦСП - Цифровой сигнальный процессор;

ЭКБ - Электронная компонентная база;

ЭМ - Электромагнитное (излучение, моделирование);

A3B5 - бинарные соединения элементов III и V групп периодической системы

(Варианты обозначений: A3B5, AIIIBV; BEOL - стадия изготовления полупроводников «Backend-Of-The-Line»; DRC - Проверка допусков топологии «Design Rule Check»;

DRM - Руководство проектирования технологии «Design Rule Manual»;

GPIB - Интерфейсная шина общего назначения «General Purpose Interface Bus»;

GSG - Контактная группа планарных интерфейсов для вывода СВЧ сигнала

Ground Signal Ground; GaAs - Арсенид галлия Gallium arsenide;

GaN - Нитрид галия Gallium nitride;

IP - Ядро интеллектуальной собственности полупроводников «intellectual

property» core IP core /IP block; IQ - Термин «I/Q» является аббревиатурой от «in-phase» (синфазный) и

«quadrature» (квадратурный), компоненты квадратурной модуляции; LVS - Проверка топологии на соответствие нетлисту «Layout Versus Schematic»;

MIM - Конденсатор Металл-Изоляция-Металл «Metal Insulator Metal»;

MIMO - Метод пространственного кодирования «Multiple Input Multiple Output»; MMIC - Монолитная СВЧ интегральная схема Monolithic microwave integrated circuit;

MOM - Конденсатор Металл-Оксид-Металл «Metal Oxide Metal»; MPW - Вариант полупроводниковго производства «Multi-project wafer service»; PCELL - параметризованная ячейка библиотеки PDK parameterized cell; PDK - комплект средств проектирования (англ. «process design kit»);

PHEMT - Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor;

RFIC - Радиочастотная интегральная схема «Radio Frequency Integrated Circuit»;

RFID - Радиочастотная идентификация «Radio Frequency Identification»;

RLC - электрическая цепь, состоящая из резистора (R), индуктора (L) и

конденсатора (C), соединенных последовательно или параллельно; RMS - Среднеквадратичная (ошибка, отклонение) «root-mean-square»;

SIPO - Преобразователь последовательного кода в параллельный «Serial In

Parallel Out»;

SPDT - Коммутатор с одним входом и одним выходом (англ. «single pole single

throw»);

SPICE - Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis;

SPST - Коммутатор сигналов с одним входом и двумя выходами (англ. «single

pole double throw»);

SRF - Частота саморезонанса (катушки индуктивности) «self-resonant

frequency»; Si - Кремний «Silicon»;

SiGe - Кремний Германий «Silicon Germanium»;

TFR - Тонкоплёночный резистор «thin film resistor».

9

Введение

Актуальность темы

Проектирование высокочастотных интегральных микросхем (ВЧ ИМС), как и многие нишевые разделы аналоговой схемотехники, требует особых подходов и методов при их исследовании и разработке. Проектирование ВЧ ИМС является комплексным процессом, сочетающим в себе знания из различных дисциплинарных областей, таких как полупроводниковая физика, цифровая обработка сигналов, электромагнитная теория, что повышает требования к компетенциям и опыту разработчиков. Нередко для разработки сложнофункциональных радиочастотных схем задействованы целые команды из разработчиков, отвечающих за разные структурные блоки и взаимодействующих в смежных процессах на отдельных этапах проектирования.

Инструменты, задействованные при проектировании интегральных устройств, также стремительно развиваются на фоне появления новых технологий и возникновения задач, требующих комплексного подхода. Например, при разработке устройств смешанного типа сигналов на основе сложнофункциональных ВЧ ИМС, наиболее востребованных в настоящее время при разработке радиочастотных систем. Современные САПР отличаются наличием алгоритмов, увеличивающих скорость расчетов, возможностями проводить распределенные вычисления, в том числе при помощи облачных технологий хранения и обработки данных. Использование элементов машинного обучения также является общей тенденцией, в сторону которой направлено развитие инструментов проектирования на годы вперед. Умение выбирать, настраивать и использовать элементы инструментария в цикле разработки ИМС является одной из приоритетных задач разработчика. Фиксированная регламентация использования элементов САПР на определенных этапах маршрута позволяет повысить эффективность процесса разработки.

Внедрение улучшенных маршрутов проектирования высокочастотных интегральных схем носит критически важный характер для радиолокационных систем, в том числе на основе фазированных решеток. Особенностью данного класса устройств является масштабируемость решетки за счет увеличения числа структурных элементов -приемо-передающих модулей. Рост общего числа каналов позволяет системе наращивать совокупную мощность излучения, определяющую дальность и разрешающую

способность, надежность и отказоустойчивость, возможность формировать множество независимых лучей для слежения за группой целей. Данный функционал обеспечивают узлы фазовращателей, присутствующие в каждом приемо-передающем тракте системы. В зависимости от типа радиолокационной системы на основе фазированных решеток, число каналов может достигать десятков тысяч, что формирует огромный спрос на высокочастотные интегральные устройства, но в то же время выдвигает довольно жесткие требования к ним, в частности по обеспечению быстродействия, ширине рабочего диапазона частот, коммутируемых мощностей, энергоэффективности. Таким образом, устройства преобразования фазы, наряду с узлами усиления, являются основным элементом систем на основе фазированных решеток, следовательно, разработка данного класса устройств и совершенствование процесса их разработки являются актуальной и приоритетной задачей.

В настоящее время отечественная полупроводниковая отрасль находится в условиях изоляции. В этих условиях размещение и заказ на крупных мировых фабриках недоступен, цикл разработки интегральных микросхем на своих производственных мощностях существенно замедлен ввиду их загруженности и перестройки технологий под новые сырьевые базы. При поддержке правительства идут активные процессы по адаптации критически важных для инфраструктуры проектов на отечественные производства. В соответствии с дорожной картой, к 2030 году планируется освоение 28 нм кремниевого техпроцесса. На фоне этого растет актуальность способов организации процессов разработки, в том числе с применением технологий машинного обучения. Внедрение современных методов разработки должно способствовать росту эффективности этапов проектирования, в том числе для высокочастотных интегральных схем.

Актуальность разработки новых методов обусловлена следующими факторами: - Актуализация существующих методов разработки с использованием новых технологий. Переход на новые технологические процессы, безусловно, влечет за собой изменения в подходах к проектированию. Чтобы соответствовать современным требованиям для обеспечения эффективности этапов разработки, необходимо переосмыслить существующие практики. Так, с развитием существующих и появлением новых средств и инструментов проектирования требуется их своевременная актуализация и внедрение в процесс разработки. Бурное развитие

систем на основе машинного обучения, происходящее в наше время, открывает перспективные возможности для автоматизации этапов проектирования. Причем как для цифровых маршрутов, где процесс уже в высокой степени автоматизирован, так и для аналоговых, где совокупность большого числа факторов и трудоемкость разработки отдельных узлов (особенно в ВЧ и СВЧ диапазонах) усложняют разработку;

- Высокая сложность разработки проектов. Проектирование высокочастотных интегральных микросхем (ВЧ ИМС) является комплексной задачей, требующей учета большого количества факторов, таких как: физические свойства полупроводниковых материалов, диэлектриков и проводников; паразитные электромагнитные факторы, снижающие эффективность разработанных схем; необходимость придерживаться правил проектирования в рамках выбранной технологии;

- Спрос на СВЧ ИМС. Высокочастотные ИМС и схемы смешанного типа сигналов востребованы в широком спектре систем, таких как телекоммуникации, радиолокация, автомобильные радарные системы, биомедицинские технологии, интернет вещей и многое другое;

- Оптимизация процесса разработки. Новые методы разработки ВЧ и СВЧ ИМС с учетом применения современных средств автоматизированного проектирования и схемотехнических подходов способствуют снижению стоимости производства конечных устройств. Кроме того, текущая обстановка требует от производителей высокочастотных систем и устройств сокращения сроков их разработки и ускоренной передачи изделий заказчику или выводу на рынок.

Исследование изготовленных прототипов и тестовых элементов является важной частью цикла проектирования микросхем, и, в свою очередь, также требует актуализации методических подходов. Развитие и появление новых измерительных комплексов требует их интеграции в процессы разработки и исследования. Автоматизация высокочастотных измерений для оптимизации этапов маршрутов проектирования востребована в рамках любого проекта ввиду большого объема параметров и необходимости сбора, классификации и систематизации статистических данных для их дальнейшего анализа.

Данная работа направлена на исследование и разработку методов и подходов, необходимых для проектирования интегральных высокочастотных схем и повышения эффективности процесса разработки проекта.

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Исследование и разработка монолитных интегральных схем СВЧ фазовращателей для приемо-передающего тракта систем АФАР»

Цель работы

Целью работы является исследование и разработка интегральных микросхем СВЧ фазовращателей приемо-передающего тракта систем АФАР и апробация универсальных маршрутов их проектирования.

Для достижения поставленной цели в работе были решены следующие научно-технические задачи:

1. Проведен сравнительный анализ общих тенденций и особенностей различных подходов и техник проектирования и исследования высокочастотных аналоговых интегральных микросхем, включая схемотехнические методы построения аналоговых высокочастотных фазовращателей и высокочастотных переключателей;

2. Проанализированы и сформулированы принципиальные подходы к экспериментальным исследованиям высокочастотных фазосдвигающих ИМС, включая анализ методов и подходов к оценке времени установки фазового сдвига при работе фазового модулятора;

3. Выполнена разработка проектов интегральных высокочастотных микросхем коммутатора и фазовращателя на основе 8Р8Т-ключей для использования в приемопередающем тракте систем сантиметровых диапазонов частот по базовым библиотекам кремниевой КМОП-технологии с использованием техник снижения вносимого ослабления;

4. Разработан проект схемы интегрального фазовращателя для работы в составе тракта ППМ АФАР миллиметровых диапазонов частот на основе А3В5 технологии;

5. Разработан метод оценки и измерения времени переключения фазовых состояний высокочастотных фазовращателей, апробированный на прототипе многофункциональной СВЧ микросхемы с блоком 6-ти разрядного фазовращателя;

6. Выполнены экспериментальные исследования изготовленных по 90 нм КМОП-технологии образцов интегральных коммутаторов и фазовращателей;

7. Разработанные методы и подходы апробированы при проектировании и исследовании монолитных интегральных схем СВЧ фазовращателей для приемопередающего тракта систем АФАР.

Научная новизна работы:

1. Установлено, что разработанный метод проектирования ИМС фазовращателя на основе ОаЛ8-технологии без использования высокорезонансных

элементов в цепях фазосдвигающих ячеек и с использованием конденсаторов позволяет достичь снижения ослабления и расширения согласованной рабочей полосы частот в мм-диапазоне;

2. Показано, что применение схемы двухпозиционного 8РБТ-ключа Х-диапазона частот с использованием адаптивного сопротивления в 8Р8Т-ключах на основе транзистора с плавающим потенциалом тела позволяет снизить вносимое ослабление и увеличить коэффициент изоляции переключателя;

3. Впервые предложена и апробирована методика прямого измерения времени установки фазовых состояний при работе дискретного СВЧ фазовращателя с использованием демодуляции предварительно модулированного измеряемого ВЧ сигнала. Экспериментально установлена и продемонстрирована зависимость измеряемого времени переключения фазы СВЧ-сигнала от увеличения ширины полосы анализа входного фильтра;

4. Предложен улучшенный маршрут разработки интегральных схем СВЧ фазосдвигающих устройств, основанный на комплексном наборе техник проектирования, использующий универсальные подходы к проектированию данного класса устройств, спроектированных на основе различных материалов и базовых технологий, использованной схемотехники построения и рабочих частот диапазонов схем;

5. Предложен универсальный маршрут экспериментальных исследований интегральных фазосдвигающих устройств СВЧ диапазонов частот, для сквозного маршрута проектирования интегральных схем фазовращателей, спроектированных на основе различных материалов и базовых технологий, разных частотных диапазонов и учитывающий разные конструктивные особенности устройства.

Практическая значимость работы

1. Разработан проект микросхемы 6-ти разрядного фазовращателя для работы в Ка-диапазоне частот (32...38 ГГц) на основе рНЕМТ ОаЛ8 250 нм технологии, на основании переключаемых линий задержки, отличающейся малым вносимым коэффициентом ослабления (не более 12 дБ), широкополосным согласованием, высоким уровнем компрессии (22 дБм), для работы в составе ППМ АФАР;

2. Разработан и запущен в производство проект микросхемы широкополосного двухпозиционного коммутатора для работы Х-диапазоне частот (8.12 ГГц) на основе 8Р8Т-ключей, выполненный по КМОП-технологии с проектными нормами 90 нм, с

использованием активной нагрузки в качестве подвешенного потенциала тела транзистора, данное схемотехническое решение позволило достичь минимального уровня вносимого ослабления (не более 1 дБ), при изоляции более 24 дБ и согласовании по входу-выходу более 20,7 дБ. С уровнем мощности 1 дБ компрессии более 10 дБм. Метод и техника, использованные при разработке микросхемы, верифицированы экспериментальными исследованиями;

3. Разработан и запущен в производство проект микросхемы 6-ти разрядного фазовращателя для работы в Х-диапазоне частот (10...11 ГГц) на основе КМОП 90 нм технологии, отличающейся малым вносимым коэффициентом ослабления (не более 7,8 дБ), при широкополосном согласовании не менее 12 дБ и высоким уровнем компрессии (более 10 дБм). Габариты микросхемы составили 1,7x0,9 мм, параметры ИМС верифицированы на основе изготовленных образцов и готовы к использованию в тракте ППМ АФАР дискретно или же в рамках сложнофункциональной СнК. Метод и техники, использованные при разработке микросхемы, верифицированы экспериментальными исследованиями;

4. Разработан и апробирован на основе серии экспериментальных исследований метод оценки и измерения полного времени установки фазы при переключениях дискретного фазовращателя на основе демодуляции высокочастотного сигнала. Выявлены зависимости между шириной полосы фильтрации в тракте демодулятора и детектируемым временем переключения фазовых состояний. Разработан алгоритм и программа автоматизации измерений. Метод позволяет использовать полученные при измерении данные для разработки тракта на системном уровне, что может привести к увеличению скорости перестройки лучей фазированной решетки;

5. Предложен маршрут разработки интегральных микросхем СВЧ фазовращателей. Маршрут позволяет учесть различные техники построения схем ФВ, особенности конструкции и технологической базы с учетом их использования в составе сквозного маршрута проектирования;

6. Предложен маршрут исследования интегральных микросхем СВЧ фазовращателей, унифицированный для эффективного анализа образцов различных конструктивных исполнений и рассчитанный для использования в составе сквозного маршрута проектирования высокочастотных ИМС фазовращателей.

Внедрение результатов

Результаты научной деятельности использованы при выполнении проектов в рамках грантов Российского Научного Фонда (проект № 20-19-00521-П) и (проект № 2319-00771), ОКР «Многоцветник-51Н» и НИР «Мозаика», а также при разработке учебно-методических пособий, что подтверждено актами о внедрении.

На защиту выносятся:

1. Алгоритм реализации дискретных фазовращателей миллиметрового диапазона частот для ППМ АФАР, рассчитанных на коммутацию высоких уровней сигналов, выполненных на основе микрополосковых линий задержки в качестве фазосдвигающих ячеек с межкаскадным согласованием посредством конденсаторов для увеличения ширины рабочей полосы с минимальным вносимым ослаблением;

2. Принцип построения ИМС 8Р8Т-ключей с использованием активной подстройки сопротивления подложки КМОП-транзистора для улучшения высокочастотных параметров СВЧ-устройств на основе коммутируемых переключателей;

3. Техника построения схем дискретных фазовращателей сантиметрового и миллиметрового диапазонов частот на основе 8Р8Т-ключей и ЬС-цепей, построенных с использованием техники, задействующей малые значения номиналов катушек индуктивности для реализации фазового сдвига, с целью улучшить высокочастотные электрические параметры, снизить габариты микросхемы и повысить прогнозируемость результатов при моделировании;

4. Способ измерения и оценки полного времени установки фазовых состояний при переключении дискретных фазовращателей и фазовых модуляторов, основанный на использовании тракта демодуляции для анализа высокочастотных сигналов, позволяющий производить измерение полного времени переключения и точных значений фазы при переключении разрядов ФВ, верифицированный на основе серии экспериментальных исследований при помощи разработанного автоматизированного стенда;

5. Маршрут разработки интегральных высокочастотных схем фазовращателей, использующий новые подходы к разработке данного класса устройств, учитывающий особенности технологической базы, схемотехнического строения и ряда конструктивных особенностей, позволяющий выстроить эффективный процесс этапов разработки

интегральных микросхем фазовращателей в составе общего сквозного маршрута проектирования устройства;

6. Маршрут исследования интегральных высокочастотных схем фазовращателей, учитывающий особенности конструктивного облика устройства и позволяющий подстраивать процесс исследования в соответствии с ними, дополнен методом оценки времени переключения фазовых состояний, что позволяет произвести более полный анализ параметров устройства.

Апробация результатов работы

Основные положения и некоторые фрагменты текущей диссертационной работы были доложены и обсуждались на следующих конференциях: «Интеллектуальные системы и микросистемная техника» 2020-2022; International Conference on Micro- and Nano-Electronics» 2021; «IEEE CONFERENCE OF RUSSIAN YOUNG RESEARCHERS IN ELECTRICAL AND ELECTRONIC ENGINEERING, ELCONRUS» 2019-2023 в рамках форума «Микроэлектроника» 2020-2023. Результаты данного исследования были использованы в НТО НИР проектов по созданию гибридных ППМ «Мозаика» и «Многоцветник-51-Т», и проектов по разработке элементной базы «проект № 20-19-00521-П» и «проект № 23-19-00771» и при подготовке учебно-методических пособий.

Личный вклад автора

В процессе проведения научно-технических работ и исследований при непосредственном участии автора, а также единолично, были получены следующие результаты:

1. Проект микросхемы высокочастотного 6-ти разрядного фазовращателя мм-диапазона на основе библиотек GaAs pHEMT 250 нм для использования в составе ППМ с рабочим диапазоном частот 32.. .38 ГГц;

2. Проект микросхемы двухпозиционного высокочастотного широкополосного SPDT-коммутатора X-диапазона частот (8.12 ГГц), разработанный на основе библиотек КМОП 90 нм;

3. Проект микросхемы высокочастотного 6-ти разрядного фазовращателя X-диапазона для использования в тракте ППМ АФАР с рабочим диапазоном частот 9,5.10,5 ГГц, разработанный на основе библиотек КМОП 90 нм;

4. Проведение экспериментальных исследований разработанных и изготовленных прототипов микросхем;

5. Разработанный метод оценки и измерения полного времени установки фазовых состояний при переключении дискретов фазовращателей, включая апробацию метода при проведении экспериментальных исследований;

6. Сформулированы и оформлены улучшенные маршруты разработки и маршрут исследования высокочастотных интегральных схем фазовращателей для приемо-передающего тракта систем АФАР.

Публикации

В период с 2020 по 2024, было опубликовано 31 статей в рецензируемых журналах, 17 из них в изданиях, входящих в перечень ВАК, и 12 индексируемых в Scopus/Web of Science. Подготовлено 5 свидетельств о результатах интеллектуальной деятельности.

Основные публикации по теме диссертации, в изданиях входящих в перечень ВАК по специальности 2.2.2.:

1. Yu K. E. et al. CMOS inductor design features for LTE devices //Информатика, телекоммуникации и управление. - 2021. - Т. 14. - №. 1. - С. 22-32.

2. Kotlyarov E. Y. et al. Development of a Prototype CMOS 0.18 цт Low-Noise Amplifier Chip for the Receiving Path of the NB-IoT system //Russian Microelectronics. - 2023. - Т. 52. - №. 7. - С. 669-676.

3. Разработка микросхемы 6-разрядного фазовращателя х-диапазона частот на основе 90 нм КМОП технологии / Е. Ю. Котляров, М. Г. Путря, В. Ю. Михайлов [и др.] // Электронная техника. Серия 3: Микроэлектроника. - 2023. - № 1(189). - С. 9-22. - DOI 10.7868/S2410993223010025. - EDN UUFRKQ.

4. Исследование времени установки фазового сдвига при работе дискретного СВЧ фазовращателя / Е. Ю. Котляров, М. Г. Путря, В. Ю. Михайлов, А. С. Тишин // Электронная техника. Серия 3: Микроэлектроника. - 2023. - № 2(190). - С. 13-25. - DOI 10.7868/S2410993223010025. - EDN ZQGPSE.

5. Лосев, В. В., Чаплыгин, Ю. А., Котляров, Е. Ю., Хлыбов, А. И., Родионов, Д. В. Разработка КМОП СВЧ коммутатора Х-диапазона // Электронная техника. Серия 3: Микроэлектроника. — 2024. — №1 (193). — С. 7-16.

Основные публикации по теме диссертации, входящих в базы Web of Science (Core Collection) или Scopus:

1. Efimov A. G. et al. Universal Control Module of Multi-Active Phased Array Antenna Beam for Communications //2019 IEEE Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering (EIConRus). - IEEE, 2019. - C 1524-1526.

2. Efimov A., Timoshenkov V., Kotlyarov E. RF MMIC Phase Shifter Switching Time Measurements //2020 IEEE Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering (EIConRus). - IEEE, 2020. - C 2293-2298.

3. Pyatochkin M. D., Kotlyarov E., Tishin A. Miniaturization of Microwave Transmit-Receive Modules, Implemented Using 3D Silicon Technology //2020 Moscow Workshop on Electronic and Networking Technologies (MWENT). - IEEE, 2020. - C 1-3.

4. Kotlyarov E. et al. CMOS 3D Multilayer Inductor: Design and Modeling //2021 IEEE Conference of Russian Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering (ElConRus). - IEEE, 2021. - C 2572-2578.

1. Интегральные схемы СВЧ фазовращателей и методы их разработки и исследования

1.1. Особенности текущей ситуации в технологии разработки ИМС

В последние несколько лет наблюдается тенденция к значительному росту потребления радиочастотных интегральных микросхем. Этот рост обусловлен множеством факторов, начиная с периода пандемии 2019, когда года возникла потребность в многократном расширении сферы телекоммуникационных услуг. Вместе с тем, темпы производства на мировых фабриках замедлились в период пандемии, что на фоне роста потребления и развития сервисов и приложений связи привело к дефициту и подорожанию ИМС. Стремительное развитие так же получили системы «интернета вещей», объединяющие по средством беспроводной сети передачи данных десятки и сотни устройств: управление бытовой техникой в рамках концепции умного дома, обмен данными между мобильными гаджетами, получение информации с датчиков контроля водных и энергетических ресурсов на производствах и в бытовом хозяйстве, агрегация информации с аварийных систем и систем безопасности. Кроме того, существенным фактором потребления радиочастотной аппаратуры стал тренд на внедрение высокотехнологичных помощников в стремительно развивающуюся на фоне «зеленой повестки» автомобильную индустрию. Возрос спрос на системы контроля и помощи при вождении автомобиля, а также стали появляться прототипы беспилотных средств передвижения, основанных на использовании радаров и лидаров для отслеживания объектов при движении на больших скоростях.

В период с 2022 по 2023 год многократно возросли темпы и масштабы применения беспилотных средств доставки, высокоточных ударных комплексов, систем

о о гл

широкополосной спутниковой связи, комплексов дистанционного зондирования Земли (ДЗЗ) и систем противовоздушной обороны на основе активных фазированных решеток (АФАР). Немного позднее невероятных оборотов в использовании достигли управляемые дроны, и в силу массового применения, при большом расходе, сформировав собственный рынок и отрасль, направленную на их разработку и производство. Стоит отметить, что речь идет не только о военном назначении, роботизированные системы активно внедряются как средства почтовых отправлений [1], и в доставке продуктов [2]. Тем не

менее ключевую роль, применительно к системам военного назначения, по-прежнему играют средства ПВО, и спрос на системы АФАР различных диапазонов для ведения наблюдения за целями на разных дистанциях, с разными скоростями и размерами растет кратно их применению. Соответственно можно декларировать рост спроса на интегральные микросхемы для комплектации элементов подрешетки, при этом число каналов может достигать десятков тысяч единиц. Таким образом, перед разработчиками ЭКБ для комплектации систем постоянно стоят задачи по улучшению электрических параметров, снижению стоимости, уменьшению массогабаритных характеристик, увеличению эффективности рассеивания тепла и КПД микросхем.

Возросший спрос на микросхемы привел к увеличению притока инвестиций в технологии и вместе с тем повлек усиление экспортного контроля и ограничений на выпуск определенной номенклатуры радиочастотных изделий, с использованием СВЧ технологий и опций на ведущих мировых полупроводниковых фабриках. Тем не менее комплектация высокочастотных систем возможна и на основе уже отработанных технологий, со сравнительно большими проектными нормами. В данном контексте особо актуальной является задача по выпуску аналоговых высокочастотных ИМС на кремниевых технологиях с целью дальнейшей интеграции в рамках единой системы на кристалле (СнК) «смешанного» типа сигналов, или же с дискретным объединением микросхем разных технологических групп в едином корпусе при помощи технологий гибридного монтажа и 3Б-сборки [3].

Вместе с этим стремительно развиваются технологии «искусственного интеллекта», в последние годы набрав популярность благодаря доступным пользовательским приложениям для синтеза и редактирования медиафайлов видео, изображений и аудио, а также для работы лингвистических приложений с синхронным переводом. Данные технологии с алгоритмами на основе машинного обучения также активно внедрялись в процесс разработки высокочастотных ИМС, для повышения его эффективности: уже сейчас нейросети способны выполнять ряд операций на разных стадиях маршрута проектирования, таких как синтез электрических цепей на основе заданных критериев, оптимизация параметров схем, синтез планарных фрагментов и элементов топологии ВЧ/СВЧ тракта, верификация топологии на основе библиотечных правил проектирования выбранной технологии (Design rule manual, DRM). Существуют решения на основе нейросетей, позволяющие производить синтез несложных аналоговых

устройств и 1Р блоков определенного функционального назначения на основе библиотечных данных. Данные технологии потенциально способны существенно снизить сроки разработки проекта и его стоимость. При этом для их внедрения и применения требуется предварительный анализ и проработка маршрутов разработки интегральных схем, учитывающих аспекты схемотехники и особенности современных средств проектирования, регламентирующих порядок действий, этапы и стадии применения алгоритмов на основе машинного обучения. Так же актуальной задачей остается автоматизация измерений при экспериментальных исследованиях, что также требует регламентации алгоритма действий в рамках маршрута проектирования с учетом конструктивных особенностей исследуемых ИМС и возможностей измерительного оборудования.

В настоящее время полупроводниковая промышленность в России демонстрирует высокий рост и научный прогресс, вынужденно находясь в заведомо неконкурентных условиях по сравнению с ведущими мировыми компаниями, занимающимися разработкой и производством полупроводниковых устройств. В докладе замминистра электронной промышленности В. В. Шпака, выполненного в рамках форума «Микроэлектроника 2024», был озвучен рост производства электронной продукции в 1,6 раза по сравнению с 2020 г. и достигающий 2,8 трлн. руб. Отечественные компании в государственном и частном сегментах активно работают над освоением новых технологий и разработкой оборудования и материалов для их скорейшего внедрения в производство. При анализе уровня технологии стоит учесть специфику и особенности отечественной микроэлектронной промышленности с их характерными чертами:

- Существенная заинтересованность и поддержка со стороны государства, определяющая микроэлектронную отрасль как одно из приоритетных стратегических направлений, включает в себя широкую линию развития и финансирования научных разработок НИОКР, а также меры финансовой поддержки производителям и разработчикам микроэлектронных систем;

- Сложившаяся десятилетия назад и унаследованная от СССР система, объединяющая десятки конструкторских бюро, научных центров и университетов, специализирующихся на фундаментальных и прикладных исследованиях, способствует развитию отрасли и появлению инноваций;

- В условиях наложенных ограничений отечественная микроэлектронная промышленность не остается замкнутой, продолжая активно развивать и налаживать связи с партнерами по всему миру, обмениваться опытом, внедрять новые технологии;

Использование импортной производственной базы в течение длительного времени широко практиковалось отечественными разработчиками по ряду факторов, в числе которых:

- Современные технологии с поточным производством больших объемов пластин, большой ассортимент технологий, высокая воспроизводимость, высочайший процент выхода годных микросхем, кратчайшие сроки производства;

- Удобные и конфигурируемые пакеты средств разработки, позволяющие добиться высокой сходимости результатов при изготовлении;

- Организованная техническая поддержка клиентов при размещении заказов на производстве;

- Низкая удельная стоимость изделия.

Доля изделий российской микроэлектроники в мировом обороте несоизмеримо мала, при этом относительно немногочисленные отечественные фабрики вполне справляются с удовлетворением внутреннего спроса на чипы для потребительской электроники. Так, например, АО «Ангстрем»[4] успешно производит широкую номенклатуру изделий силовой электроники, микросхем стандартной логики, микропроцессоров и прочей ЭКБ, при использовании сравнительно старых кремниевых технологических линеек с проектными нормами 1,6 мкм (100 мм) и 0,6 мкм (150 мм). В рамках проекта «Группа Кремний ЭЛ»[5] начала выпуск новых интегральных микросхем и транзисторов с проектными нормами 500 нанометров в малогабаритных корпусах. Эти компоненты используются в блоках вторичного питания различных цифровых устройств, таких как смартфоны, ноутбуки, фотоаппараты и автомобильные видеорегистраторы. Кроме того, компания приступила к производству микросхем, предназначенных для контроля вторичного электропитания. Мелкосерийное и экспериментальное производство микросхем с проектными нормами от 0,6 до 0,25 мкм развернуто на площадке Зеленоградского нанотехнологического центра - АО «ЗНТЦ»[6]. Помимо этого, АО «ЗНТЦ» предлагает доступ к широкому спектру перспективных технологий компенсирования и групповой сборки гетероинтегрированных систем на кристалле, с

использованием таких технологий как Flip-chip, Flip-chip C2, Flip-chip C4, Wire bond, Chip-on-Board (CoB), PoP, FO WLP, TSV.

По состоянию на сентябрь 2024 года, АО «Светлана-Рост»[7] занимает лидирующие позиции по производству A3B5 ЭКБ на российском рынке. Компания ведет разработку высокочастотных интегральных схем на основе GaAs и GaN и предоставляет услуги контрактного производства на собственных технологических процессах, с разработанными PDK: GA05-D-L-01 (СВЧ ИМС на основе нормально открытых рНЕМТ с затвором 0,5 мкм с рабочими частотами до 20 ГГц); LA025-D (СВЧ ИМС на основе нормально открытых рНЕМТ с затвором 0,25 мкм с рабочими частотами до 50 ГГц); PDK в составе стандартной технологии VA50N (схемы на основе пассивных элементов интегрального исполнения с рабочими напряжениями до 50 В).

В России наиболее крупным и современным производителем кремниевых интегральных микросхем является компания Микрон. Фабрика АО «Микрон» производит широкий ассортимент продукции (включающий более 750 типономиналов микросхем): интегральные схемы для автоэлектроники, интернета вещей, защищенных носителей данных, идентификационных, платежных и транспортных документов, управления питанием и систем RFID-маркировки для различных отраслей цифровой экономики, в том числе микросхемы в реестре отечественной промышленной продукции [8]. Производство осуществляется на двух технологических линиях. ФАБ 150 (пластины 150 мм) для интегральных микросхем питания и логики с использованием биполярных и планарных технологий, с числом слоев металлизации не более двух, при проектных нормах от 2 до 1,6 мкм. ФАБ 200 (пластины 200 мм) для высокотехнологичных микросхем с числом слоев металлизации до 8 и проектными нормами от 250 до 90 нм.

В планах Минпромторга в соответствии с Концепцией технологического развития на период до 2030 года (от 20 мая 2023 г. № 1315-р) стоит достижение технологического суверенитета, рост выручки до 6,3 трлн руб. в год и увеличение доли отечественной продукции по номенклатуре до 70 процентов, а также освоение 28 нм производства к 2030 году. При поддержке государства одобрены проекты строительства фабрик, способных выпускать чипы с проектными нормами 28 нм и ниже (вплоть до 7-5 нм). Одна из таких фабрик будет расположена на территории предприятий АО «Ангстрем» и ООО "НМТЕХ"[9] в г. Зеленограде, где в настоящее время завершается строительство новых производственных мощностей общей площадью более 50 тыс. квадратных метров.

Ликвидировать технологический разрыв от лидеров данной отрасли в ближайшее время проблематично, тем не менее государство занимается наращиванием потенциала в области импортозамещения, осуществляя надзор и поддержку по всем направлениям отрасли.

В настоящее время разработка комплексных систем связи и радиолокации является драйвером микроэлектронной промышленности. Наряду с этим остро стоит проблема импортозамещения многочисленных компонентов для обеспечения стабильности и надежности приборов и систем. В рамках этих систем находят применение многочисленные продукты и достижения научной и инженерной деятельности, а отдельные системы настолько сложны, что требуют организации и взаимодействия производственных цепей сразу в нескольких отраслях промышленности. Речь идет про радиолокационные системы на основе фазированных антенных решеток, широко распространенные в военных и гражданских радарных системах. Особенностью конструкции радаров на основе фазированных антенных решеток является масштабируемость эффективности действия системы за счет увеличения рабочих приемо-передающих каналов, что позволяет увеличивать дальность обнаружения объектов, иметь возможность множественного наблюдения при высокой отказоустойчивости. Такие системы могут насчитывать десятки тысяч каналов приемопередатчиков, в составе которых находятся аналоговые высокочастотные ИМС, схемы питания, цифровые микросхемы логики, памяти, преобразования, синтеза и оцифровки сигнала.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Котляров Евгений Юрьевич, 2025 год

ж -

уг

-

-

-

/

-

/

■

—я—32 ГГц —я—35 ГГц —и—38 ГГц

/

1 1 1 1

-20 -10 0 10 Сигнал на входе (Рв

20 .), дБм

ы

Рч

ч о

ю-

и

Рн

к о

ЕМ_32 ГГц -ЕМ35 ГГц ЕМ_38 ГГц

- ЕМ32 ГГц -1 дБ

- ЕМ 35 ГГц-1 дБ -ЕМ 38ГГц -1 дБ I ' I '

20 25 30 35

Сигнал на входе (Рвх), дБм

а) б)

Рисунок 2.13. Зависимость выходной мощности от входной мощности:

а) при квазистатических симуляциях; б) при электромагнитных симуляциях

2.7. Разработка топологии фазовращателя

Этап топологического проектирования отражает порядок разработки схемотехнического проекта. Сначала размещаются ячейки, уже имеющие топологическую репрезентацию в рамках PDK. Выбранные в библиотеке транзисторы WIN_PP2520_CPW параметризованы и имеют фиксированные, рассчитанные металлические соединения при масштабировании затворов, что существенно упрощает задачи разработчика топологии. В соответствии со схемотехническими проектами составляются топологии SPST-ключей, SPDT-коммутаторов и, наконец, фазовых модуляторов в соответствии с ограничениями и требованиями, описанными в руководстве по проектированию ^ЯМ) и с использованием циклов DRC верификаций. Существенным преимуществом А3В5-технологий является малое число уровней металлизации, что снижает вариативность топологических конфигураций ИМС, и задачи разработчика сводятся к поиску компромисса по соблюдению минимальных габаритов схемы при сохранении приемлемого уровня параметров.

Рисунок 2.14. Топология 6-ти разрядного фазовращателя Ка-диапазона частот За счет использования последовательной компоновки разрядов фазовращателя топология схемы имеет удлиненную конструкцию. Таким образом можно сравнительно легко разместить контактные площадки с одной стороны кристалла. Топологии единичных контактных площадок присутствуют в библиотеке технологии и верифицированы на основе измерений. Для возможности тестирования ИМС на пластине были разработаны в$в группы - контактные интерфейсы с шагом 150 мкм под СВЧ зонды. Существенно сократить габариты и облегчить проектирование в целом позволяет наличие и использование сквозных металлизированных колодцев «Ьаеку1а8», обеспечивающих кратчайшую связь с экраном заземления, расположенным с обратной стороны кристалла ИМС.

В рамках данного проекта разработана топология кристалла 6-ти разрядного фазовращателя (рис .2.14).

Одним из преимуществ современных САПР для разработки ИМС является возможность визуализации структуры металлов в объеме. Сгенерированная в рамках среды AWR ББ ЭБ-модель топологии на основе ЬРБ стека слоев WIN_PP2520_CPW приведена на рисунке 2.15.

Рисунок 2.15. ЭЭ-модель топологии фазовращателя

Рисунок 2.16. Габаритный чертеж топологии ИМС фазовращателя Габариты ИМС и вскрытые в слое пассивации контактные площадки с их координатами приведены на рисунке 2.16. Описание функциональных выводов ИМС фазовращателя приведено в таблице 2.2.

Таблица 2.2. Описание функционала вводов\выводов, с номинальными значениями напряжений___

№ к.п обозначение Описание Номинал напряжения

1 GND Ground probe pad - заземленная площадка под зонд с шагом 150 мкм.

2 RF1 СВЧ Вход/Выход устройства

3 GND Ground probe pad - заземленная площадка под зонд с шагом 150 мкм.

4 C1 1 Включение разряда 11,25 град. 0/-3 В

5 C2 1 Включение разряда 45 град. 0/-3 В

6 C3 1 Включение разряда 5,625 град. 0/-3 В

7 C4 1 Включение разряда 90 град. 0/-3 В

8 C5 1 Включение разряда 180 град. 0/-3 В

9 C6 1 Включение разряда 22,5 град. 0/-3 В

10 GND Ground probe pad - заземленная площадка под зонд с шагом 150 мкм.

11 RF2 СВЧ Вход/Выход устройства

12 GND Ground probe pad - заземленная площадка под зонд с шагом 150 мкм.

13 C1 0 Выключение разряда 11,25 град 0/-3 В

14 C2 0 Выключение разряда 45 град 0/-3 В

15 C3 0 Выключение разряда 5,625 град 0/-3 В

16 C4 0 Выключение разряда 90 град 0/-3 В

17 C5 0 Выключение разряда 180 град 0/-3 В

18 C6 0 Выключение разряда 22,5 град 0/-3 В

В таблице 2.3 указаны основные параметры разработанной микросхемы фазовращателя, для сравнения туда же внесены данные аналогичных устройств для того же частотного диапазона, опубликованные в открытых источниках.

Таблица 2.3. Основные параметры фазовращателя Ка-диапазона частот

Наименование параметра В данной работе [67] [68] [69]

Базовая технология 0,25 мкм 0,15 мкм 0,15 мкм 0,13 мкм

GaAs GaAs GaAs SiGe

pHEMT pHEMT pHEMT BiCMOS

Частотный диапазон, ГГц 32...38 36.39 31.40 34.39

Число бит (дискретов) 6 4 5 4

Вносимый уровень ослабления, дБ 10 10,4 8,8 14,8

Среднеквадратичная ошибка отклонения <7 <9,7 <4,7 <12

фазы, град

Среднеквадратичная ошибка отклонения <0,1 <1,81 <0,7 <0,9

амплитуды, дБ

Коммутируемая мощность компрессии по 18,4 н/у 16 16

уровню 1 дБ, дБм

Габариты микросхемы, мм2 4,64x2,01 1,25x0,52 2,55x1,33 1,7x0,75

2.8. Выводы ко второй главе

В рамках данного раздела был разработан проект интегральной схемы 6-ти разрядного фазовращателя для систем АФАР Ка-диапазона частот на основе 250 нм GaAs pHEMT-библиотеки технологии. Представленный метод позволяет достичь приемлемых параметров без использования высоко-резонансных элементов в цепях фазосдвигающих ячеек и с использованием конденсаторов для достижения широкополосного согласования.

Этапы проектирования, задействованные в разработке ИМС ФВ Ка-диапазона, представлены на рисунке 2.17. Предложенный маршрут отличается от стандартных маршрутов для разработки АИС (приведенных в разделе 1.3) и позволяет учесть особенности и специфику разработки фазовращателей. Поэтапная реализация маршрута способствует увеличению эффективности разработки ИМС данного класса устройств, а также упрощает внедрение средств автоматизации, в том числе с применением элементов машинного обучения.

Технические требования

+

2 Выбор и анализ инструментария <н ( 250 нм GciAs Л ^ pHEMTPDK )

3 Выбор активного элемента, разработка ЗРБТ-ключа <ъ- С Модель SPST рНЕМТ 120 ит К J

+

в Выбор варианта фазосдвигающей цепи <ь f \ Метод расчета МПЛ для цепей ФМ К

* <Н

5 Разработка и анализ ФМ Симуляция | ^ моделей ФМ )

6 Разработка и анализ схемы ФВ <Н С Согласование \ разрядов ФВ, ^моделирование ФВ у

7 Разработка и анализ топологии ИМС ФВ <t- ^ Адаптация и ^ оптимизация топологии, ^ ЭМ-анализ J

Рисунок 2.17. Маршрут разработки ИМС ФВ Ка-диапазона частот В ходе разработки проекта интегральной схемы фазовращателя на GaAs pHEMT были: - Осуществлен выбор варианта функционального построения фазовращателя;

- Реализован выбор (из перечня библиотеки PDK) и оптимизация элементов для разработки двухпозиционного ключа для работы в Ка-диапазоне частот. Полученные при этом значения составили менее 0,9 дБ вносимого ослабления, более 14,5 дБ отражения, более 30 дБ изоляции и коэффициента развязки;

- Предложен метод расчета фазосдвигающих цепей;

- На основе микрополосковых линий и при помощи SPDT-коммутаторов разработаны 6 фазовых модуляторов для использования в качестве разрядов фазовращателя;

- В соответствии с требованиями руководства проектирования библиотеки WIN_PP2520 разработана схема и топология кристалла ФВ;

- Проанализированы электрические параметры устройства.

Благодаря использованию микрополосковых линий в качестве фазосдвигающих цепей, общий коэффициент вносимого в тракт ослабления в результате совместной работы 6-ти разрядов составил от 9,2 до 10,2 дБ (-1,7 дБ на разряд) в обоих направлениях. Кроме того, следует отметить малое значение отклонения коэффициента передачи при переключении разрядов ФВ (RMS менее 0,1 дБ) в широкой полосе частот (32-38 ГГц). Коэффициент отражения составил более 16 дБ во всей рабочей полосе частот. Достигнута высокая точность фазовых состояний на центральной частоте, при этом отклонения на границах диапазона достигает 7 градусов среднеквадратичного отклонения при комбинировании разрядов. Использование широких pHEMT-транзисторов позволило достичь высоких значений компрессии уровня мощности (18 дБм), что позволит использовать ИМС в составе тракта ППМ без необходимости подавления уровня сигнала по средством аттенюаторов. Размеры микросхемы составили 4,64*2,01 мм2. Ток потребления по цепям управления не превышает 0,1 мкА. Коммутация каждого из состояний фазовращателя происходит за <2,1 нс.

Намечен план развития проекта на базе данной ИМС, включающий в себя: внедрение в цепи управления логических преобразователей для снижения требуемого числа управляющих битов, реализацию SIPO-интерфейса, адаптацию проекта под технологию 0,25 мкм GaAs pHEMT в ОАО «Светлана-Рост» [7].

3. Разработка микросхем SPDT-коммутатора и 6-ти разрядного фазовращателя для радиолокационных систем Х-диапазона частот на основе 90 нм КМОП-технологии

3.1. Кремниевые технологии в контексте базы для реализации элементов приемопередающего тракта

КМОП-технологии имеют ряд преимуществ перед технологиями группы A3B5 при разработке элементов высокочастотного тракта. Прежде всего, это высокая степень интеграции, позволяющая объединить на одной подложке аналоговые и смешанно-сигнальные блоки, схемы питания, управления, оцифровки сигнала и блоки памяти при меньшей стоимости производства. Однако приборы, полученные с помощью A3B5 технологий, обладают лучшими частотными характеристиками, добротностью резонансных элементов, более высокими рабочими токами и напряжениями. Все это позволяет достичь более высоких предельных частот и уровней выходной мощности с наилучшим отношением сигнал/шум при передаче и обработке СВЧ-сигнала в аналоговом приемопередающем тракте [70]. В свою очередь, при помощи кремниевых технологий также возможна гетероинтеграция узлов, изготовленных с помощью различных базовых технологий на одном носителе [71]. Таким образом, можно обеспечить баланс в достижении высоких характеристик радиосистемы, при сохранении технологичности и низкой стоимости конечной системы. Это достигается при реализации части узлов приемопередатчика, работающих с мощностью СВЧ-сигнала в линейных режимах, в интегральном виде с добавлением front-end элементов, обеспечивающих высокую мощность и низкий уровень шума со стороны антенны.

В радиотехнике кремниевые технологии уже сравнялись по максимальным и граничным частотам с аналогичными схемами на A3B5, шумовые параметры SiGe и КМОП- КНИ- технологий уже сопоставимы с аналогами на GaAs и GaN, и на данный момент уступают им лишь по уровням пробивных напряжений и, соответственно, мощностям сигнала, оставаясь при этом технологичней и дешевле. Впрочем, в РЛС на основе АФАР уровень мощности сигнала может быть достигнут за счет масштабирования числа каналов, что в какой-то мере способно нивелировать недостатки схем на основе кремниевых технологий.

3.2. Коммутируемые схемы в приемо-передающих трактах систем АФАР

Схемы на основе интегральных переключаемых транзисторов широко распространены во всей микроэлектронике. В радиочастотных схемах они играют особую роль в цепях коммутации и размыкания сигнала, для организации течения сигнала в тракте, для использования в узлах амплитудной и фазовой модуляции сигнала и в множестве других приложений, где требуется осуществить скоротечное переключение цепей в высокочастотном тракте с минимально возможным потреблением тока. Как было упомянуто выше, схемы на основе коммутируемых ключей являются основным элементом при построении ряда устройств, таких как СВЧ коммутаторы, фазовращатели и аттенюаторы. Ключ, как базовый активный элемент, напрямую определяет основные параметры устройства: быстродействие, потребление, вносимые потери, согласование, уровни коммутируемых мощностей без искажения в тракте, формирует требования по управлению к схеме. Таким образом, задача по совершенствованию процесса разработки и схемотехнических подходов к проектированию 8Р8Т-ключей и коммутаторов на их основе, как активных элементов в контексте разработки фазовых модуляторов и фазовращателей, а также аттенюаторов и векторных модуляторов, имеет высокий приоритет.

3.2.1. Ключ на основе транзистора с плавающим потенциалом тела

Важным этапом в разработке схемы является выбор и реализация активных элементов. В данном разделе рассмотрено использование n-МОП транзистора в схеме с общим затвором и вариации метода построения ключа с плавающим потенциалом тела (floating body), реализованного с помощью последовательного включения резистора в цепь вывода, соединяющего тело транзистора (вывод подложки bulk) с землей. Как показывает практика, данное решение позволяет существенно улучшить характеристики ключа в СВЧ-диапазоне. Малосигнальная модель транзистора в схеме с общим затвором для пассивного режима приведена на рисунке 3.1а.

(G) с?

Затвор

PI

О—

(D)

Сток

VGlb Vos > V f (G) О

|CQY) CQB 1Q>.S

D o-

R,

ON

Ml

P2

-o

(S)

Исток

PI

O—

(D)

Ron "d

С

db

RB

(B)

P2

—о

_(S)

Csb

ill!

П$В С CD С G,

S -o

с

=Ct

JÔgb

Подложка

Rb

(B)

а)

Rb В

6)

Рисунок 3.1. а) Малосигнальная модель транзистора в схеме с общим затвором для пассивного режима при Vgs, Vgd > Vt (Vgs, Vgd - напряжение затвор-исток и затвор-сток соответственно, VT - пороговое напряжение транзистора); б) упрощенная малосигнальная модель транзистора в пассивном режиме В работе [72] показано, что для анализа вносимых потерь малосигнальная модель, приведенная на рисунке 3.1а, может быть заменена эквивалентной моделью, приведенной на рисунке 3.1 б. В таком случае величина паразитной емкости Ст влияющей на вносимые потери, определяется выражением (3.1):

п —Г I п I (CGD + CGS )CGB (3 1)

CT - CDB + CSB + C C C W-1/

CGD CGS CGB

Вносимые потери и изоляция переключателя зависят от Ст, и Rb. Для R-C цепи максимальные потери достигаются при R = 1/юС. Соответственно, пренебрегая сопротивлением канала Ron, получаем выражение для сопротивления тела транзистора, при котором потери максимальны (3.2):

R

B (max)

œCT

(3.2)

Аналогичный результат получен в работе [72] при анализе потерь в линии передачи с включенным в линию транзистором по схеме с общим затвором путем вычисления коэффициента передачи по мощности 821.

Для уменьшения вносимых потерь значение Rв должно быть либо очень большим, либо близким к нулю. На самом деле невозможно сделать Rв близким к нулю из-за особенностей технологии, и поэтому важно сделать так, чтобы Rв было достаточно большим. Кроме того, при низких значениях сопротивления Rв паразитная емкость, связанная с телом транзистора, будет серьезно влиять на импеданс переключателя, когда

1

тело транзистора подключено к земле (СВЧ короткое замыкание). Решением этой проблемы может быть соединение тела транзистора с землей с помощью высокоомного резистора Яв («1.15 кОм). Резистор создает разомкнутую цепь для СВЧ сигнала, что уменьшает вносимые потери, не влияя на импеданс переключателя (рис. 3.2).

(О) 9 Ус

Затвор

Р1

О—

ГО)

Сток

Яо

М1

Р2

-о

(Я)

Исток

(В)

а) б)

Рисунок 3.2. Схемы включения транзистора в режиме ключа: а) с выводом подложки на

землю через резистор (с плавающим потенциалом тела транзистора) б) с прямым

заземлением тела транзистора

В качестве апробации теории предлагается рассмотреть разработку проекта

широкополосного 8РБТ-коммутатора Х-диапазона.

3.2.2. Кремниевая технология для систем РЛС Х-диапазона

Частотный диапазон 8-12 ГГц (Х-диапазон) является наиболее распространенным для систем РЛС как гражданского, так и военного применения всех видов базирования, включая орбитальные системы ДЗЗ. Выбор данного диапазона обусловлен соотношением между длиной волны в диапазоне 3.10 см и габаритами антенных устройств, что позволяет добиться дальности, устойчивости к помехам, проникающей способности, сохраняя при этом мобильность систем носителей.

Частоты данного диапазона позволяют реализовать разработку проектов на основе кремниевых технологий объемных КМОП-процессов или КНИ, что существенно снизит

стоимость изготовления системы за счет интеграции узлов в СнК смешанного типа сигналов с блоками логики и подсистемами питания. Нарастить уровень мощности становится возможным за счет масштабирования числа каналов (применительно к системам на основе ФАР и АФАР) или же при использовании блоков усиления A3B5 технологий с высокими пробойными напряжениями и уровнями выходной мощности.

В рамках данного раздела предлагается рассмотреть разработку проектов на основе кремниевой технологии объемного КМОП с проектными нормами в 90 нм. Данная технология адаптирована для разработки логических блоков и низкочастотных микроконтроллеров, а также радиосистем для телекоммуникации и сотовой связи в частотном диапазоне до 3 ГГц. Проекты на данной технологии продемонстрируют, в частности, универсальность использования схематических решений на более дешевых в производстве технологиях, менее адаптированных к разработке высокочастотных устройств. Технология сопровождается библиотекой стандартных ячеек, правилами для автоматической проверки для среды проектирования Cadence. В состав библиотеки входят n-канальные транзисторы с максимальными частотами единичного усиления ~60 ГГц, что косвенно позволяет судить о возможности их применения при разработке ВЧ-устройств. Пробивные напряжения для данной технологии составляют 1,4 В, позволяя в теории коммутировать и усиливать сигнал с мощностью до 15 дБм (~31,6 мВт) в согласованном 50-омном тракте. 7 слоев металлизации, включая алюминиевый «толстый» слой для контактных площадок в стеке с общей толщиной BEOL ~6 мкм и высокоомной кремниевой подложкой, позволят добиться приемлемых уровней добротности, сопротивления и, соответственно, вносимого ослабления при реализации элементов согласованного планарного тракта. Пассивная элементная база, реализованная в виде PCELL в библиотеке, располагает поликремниевыми резисторами с высокой частотной стабильностью, планарными многослойными МОМ-конденсаторами и опцией с параметризованными катушками индуктивности, верифицированными для частот, не превышающих 2,4 ГГц.

Предлагается реализовать несколько микросхем на основе коммутируемых схем для предполагаемого использования в составе СнК кристалла РЛС-системы на основе АФАР Х-диапазона частот. Технические требования на проект сформированы исходя из требований к узлам модуля ППМ с расчетом на дальнейшую интеграцию в рамках СнК. Основными параметрами спецификации являются: рабочий диапазон узлов ППМ F0=10

± 0,5 ГГц, вносимое ослабление в рабочем диапазоне не более 10 дБ (для 6-разрядного ФВ) и не более 1,5 дБ (для коммутатора); 1 дБ компрессия по выходу микросхем не менее 6 дБм.

3.2.3. Разработка схемы 8РБТ-коммутатора

При моделировании в качестве основного активного элемента использовался п-канальный транзистор с шириной затвора 120 мкм (30x4 мкм). Данная геометрия позволяет достичь согласования, необходимого для обеспечения эффективной работы переключателя и возможности работать с сигналами высокой мощности. Ключ на основе транзистора в двух вариантах включения изображен на рис. 3.2 и открывается напряжением +1,2 В. Параметры составных элементов ключа приведены в таблице 3.1.

Таблица 3.1. Параметры составных элементов 8Р8Т-ключа

Наименование параметра Графическое обозначение Номинальное значение

Длина затвора Ширина затвора М1 100 нм 120 мкм (30x4 мкм0)

Сопротивление Яо 3,5 кОм

Сопротивление Яв 2 кОм

Для наблюдения эффектов при переключении транзистора задан модулирующий импульс с длительностью 5 нс и периодом 20 нс для формирования фронта и спада выходного сигнала. Это позволяет определить время включения и выключения ключа. Осциллограммы прямоугольного сигнала УС и сигнала на затворе транзистора М1 с уровнями 0/+1,2 В представлены на рисунке 3.3а. Достаточно большой резистор ЯО в цепи затвора необходим для сохранения согласования транзистора в частотном диапазоне, а также уменьшения вносимых потерь за счет исключения утечки через ёмкости затвора к источнику напряжения на высокой частоте.

Сигнал СВЧ на выходе модулируется синхронно с управляющим импульсом УС (Рис. 3.3б). Сравнивая сигналы на выходе открытого ключа для двух схем, можно отметить более высокий уровень вносимых потерь в схеме, приведенной на рисунке 3.2б, с подключенным непосредственно к земле телом транзистора (по сравнению с ключом с

шунтированной подложкой на рисунке 3.2а), при этом время переключения остаётся неизменным и составляет 1,6 нс.

Ш 0,8

0,2-

0,0

! : !

«—г-*\At = 1,6 нс -

!! I ! '

""!""!"!.......I.......I.......

! :! ! ! -------;-------

ТГШ

: I I I

ттпттг

! i Г Г ! Т11ТГТГ

ИМИ!!!

fTTTTTTTT i'TTTTT"! fTTTTTTTT

-Envelope (Rl) - Trigger (Vc)

I ' I ' I ' I

I I

I ' I

*\At = 1,6 HC

CQ

Л G я

к

О 1

-10-

-body floating -body connected to ground

i ' Г' i '-f

234 5 6789 10 0 1 2 3 4 5 6 7

Время, не Время, нс

а) б)

Рисунок 3.3. а) Осциллограммы прямоугольного сигнала VC (Trigger) и сигнала на

затворе транзистора М1 (Envelope); б) Модулированные сигналы на выходе ключевых схем Результаты моделирования вносимых потерь и изоляции для входного сигнала мощностью -33 дБм при различных схемах включения транзистора приведены на рисунке 3.4.

Как видно из полученных результатов, уровень вносимых потерь для варианта с плавающим потенциалом тела транзистора практически одинаков и составляет около 0,71 дБ во всем исследуемом диапазоне частот, в то время как в варианте с заземленным телом транзистора уровень вносимых потерь увеличивается от 1,0 дБ до 1,4 дБ (рис. 3.4а). Наблюдается некоторое ухудшение коэффициента изоляции при наличии резистора R2, например, на верхней граничной частоте 10,5 ГГц с -16,44 дБ до -12,64 дБ. При этом вариант с резистором R2 демонстрирует меньшую неравномерность в исследуемом частотном диапазоне (рис. 3.4б).

"1,5 4-♦-1-»-1-•-1-'-1-»-1-»-1-'-1-'- -22 Г I | I | I 1 I | I | -1-1-

8,0 8,5 3,0 9,5 10,0 10,5 11,0 11,5 12,( 8,0 8.5 9,0 9,5 10,0 10,5 11,0 11,5 12, С

Частота, ГГц Частота, ГГц

а) б)

Рисунок 3.4. Коэффициенты передачи для открытого (а) и закрытого (б) состояния

ключей в схемах с соединением тела транзистора на землю (body connected to ground) и

через резистор R2 (body floating)

Техника плавающего потенциала тела транзистора также позволяет улучшить

мощностные характеристики переключателя [73]. На рисунке 3.5а показана модель

транзистора для большого сигнала.

О 5 10 15 20

Мощность на входе (PI), дБм

Рисунок 3.5. а) Модель транзистора для большого сигнала в пассивном режиме; б) Зависимость выходной мощности от мощности на входе для различных вариантов

подключения тела транзистора Во включенном состоянии, когда входная мощность достаточно высокая, включаются паразитные диоды между истоком, стоком и телом транзистора, что

приводит к ограничению мощности точки компрессии (Рыв). Когда потенциал тела транзистора находится в плавающем состоянии, паразитные диоды не включаются, даже при более высоких значениях входной мощности. Результаты моделирования зависимости выходной мощности от мощности на входе для различных вариантов приведены на рисунке 3.5б.

При использовании схемы с плавающим потенциалом тела транзистора наблюдается существенный рост уровня линейности выходной мощности. Уровень компрессии (Рыв) для варианта с резистором демонстрирует линейность на всем протяжении диапазона симуляции, а для варианта с заземленной подложкой компрессия составляет «9,31 дБм по выходу переключателя, с отклонением 1 дБ, наступает при значении мощности на входе «12,5 дБм.

Использование описанного выше схемотехнического решения с плавающим потенциалом тела транзистора позволяет улучшить мощностные характеристики переключателя (повысить точку компрессии, то есть увеличить Рыв), снизить вносимые потери при сохранении высокого уровня изоляции и развязки между каналами КМОП-переключателя. На рисунке 3.6а приведена схема двухпозиционного СВЧ SPDT (Single Pole Double Throw) коммутатора на основе n-канальных транзисторов, состоящего из двух последовательных и двух шунтирующих транзисторов. Последовательные транзисторы MI и M2 выполняют основную функцию переключения, а шунтирующие транзисторы M3 и M4 улучшают изоляцию переключателя. Замечено, что отношение размера последовательного транзистора к шунтирующему существенно влияет на характеристики переключателя, особенно в отношении вносимых потерь. В работе [72] отмечено, что для минимизации вносимых потерь существуют два варианта: один - использовать большой размер для последовательного транзистора и небольшой размер для шунтирующего, а другой - противоположный, то есть выбрать небольшой размер для последовательного устройства и большой размер для шунтирующего. Последовательный транзистор большего размера имеет меньшее паразитное сопротивление, и, таким образом, достигаются меньшие вносимые потери и лучшие мощностные характеристики. Транзисторы М3 и М4 имеют намного меньшую ширину по сравнению с М1 и М2 и требуются для согласования сигналов на выходе при коммутации противоположного плеча. Значения номиналов элементов схемы приведены в таблице 3.2.

Для обеспечения лучшего согласования в тракте, транзисторы М1 и М2 в этой конструкции выбраны с шириной затвора 120 мкм (с разбиением на 30 затворов по 4 мкм), в то время как ширина шунтирующих транзисторов М3 и М4 составляет 14 мкм для улучшения изоляции в неактивном плече. Резисторы в цепи затвора Я1-Я4 по 3,5 кОм каждый необходимы для уменьшения утечки через емкости затвора к источнику напряжения на высокой частоте и сохранения согласования в частотном диапазоне.

л. , , , ,

• 10 ГГц

8(3,1) 8(2,2) 8(1,1) 8(3,3) 5(2,1) 8(1,2) 8(3,2) .ЧО 51 -1,00748 " -21,6745 -21,7076 " -22,8345 -23,7789 " -23,7689 _ -24,8498 . -74 Я5Я?

-;-;-;-;—

1

!

:

1 |

• — 1 1_ -41—8(2,1)—:»—8(2,2 )< ^-8(1,1)—^-8(1,2)" — ►—8(3,1) 1 8(3,2) ' —1>—^(3,3) —С»—8(2,3) --А—8(1,3) 1.1.

1 1 1 : 1

1 > >

а)

9,5 10 10,5

Частота, ГГц

11,5

12

б)

Рисунок 3.6. а) Электрическая схема 8РБТ-коммутатора на основе ключей с плавающим потенциалом тела транзистора; б) АЧХ схемы 8РБТ-коммутатора на основе ключей с

плавающим потенциалом тела транзистора Таблица 3.2. Парметры элементов в составе схемы переключателя

Наименование параметра Графическое обозначение Номинальное значение

Длина затвора Ширина затвора М1, М2 100 нм 120 мкм (4 мкм х 30)

Длина затвора Ширина затвора М3, М4 100 нм 14 мкм (2 мкм х 7)

Сопротивление 3,5 кОм

Сопротивление 2 кОм

Результаты моделирования 8-параметров представлены на рисунке 3.6б. Коэффициенты передачи (вносимые потери) при коммутации портов Р1 и Р3 813, 831 составили не более 1 дБ. Коэффициенты изоляции 812, 821, развязки между портами Р2 и Р3 8(3,2), 8(2,3) и коэффициенты отражения 8(1,1), 8(3,3) по входу и выходу составляют не менее 21 дБ (<1,2 КСВН).

В случае соединения тел транзисторов непосредственно с землей, АЧХ ряда параметров существенно изменяются (рис. 3.7а, б). Так, на частоте 10,5 ГГц коэффициенты передачи открытого плеча (вносимые потери) составляют 1,72 дБ, и, как следствие, наблюдается ухудшение согласования с ростом коэффициента отражения до -15,3 и -16,3 дБ на открытых портах (811, 833), при этом наблюдается некоторое улучшение развязки 8(3,2); 8(2,3) на 4 дБ.

а)

9,5 10 10,5

Частота, ГГц

б)

Рисунок 3.7. а) Электрическая схема 8РБТ-коммутатора на основе ключей; б) АЧХ схемы 8РБТ-коммутатора с заземленным телом транзисторов с заземленным

телом транзисторов

Как показали АЧХ симуляции работы ключа, приведенные на рисунке 3.4, добавление резистора на подложку оказывает эффект, снижающий вносимое ключом ослабление, при этом снижая коэффициент изоляции в закрытом состоянии. Соответственно, предлагается внести в цепь активные элементы (М3 и М4), позволяющий адаптивно управлять сопротивлением и управляемые напряжением в противофазе с основными М1 и М2 транзисторами. Это позволяет добиться улучшения согласования и развязки в схеме двухпозиционного коммутатора, как показано на рисунке 3.8б. Транзисторы М3...М6 сконфигурированы для получения высокого сопротивления для нагрузки в открытом состоянии, ширина транзисторов составляет 2 мкм (1 затвор). Таким образом, на центральной частоте наблюдается улучшение всех составляющих АЧХ по сравнению со схемой с плавающим потенциалом тела транзисторов через резистор (рис. 10). Коэффициенты передачи 813 и 831 составляют 0,97 дБ, изоляция закрытого порта (812 и 821) увеличилась до 24,8 дБ, развязка 832 и 823 составилиа 25,8 дБ.

-41—8(2,1)—:»—8(2,2) ' -A-SCU) —^-8(1,2)1 —»—S(3,l) <1 S(3,2) 4 - -tH-S(3,3)-®-S(2,3)-—A—6(1,3)_ ■

9,5 10 10,5 11 11,5 12

Частота, ГГц

а) б)

Рисунок 3.8. а) Электрическая схема SPDT-коммутатора на основе ключей с плавающим

потенциалом тела транзистора транзисторов через n-канальный транзистор; б) SPDT-коммутатора на основе ключей с плавающим потенциалом тела транзистора транзисторов через n-канальный транзистор (адаптивное управление)

Применение технического решения с плавающим потенциалом тела транзистора существенно улучшает мощностные характеристики SPDT-коммутатора. При проведении ВЧ-симуляций в Spectre RF для увеличения сходимости предварительно были импортированы фрагменты МПЛ планарного тракта (фрагмент электрической схемы с блоками, экстрагированными на основе ЭМ-симуляций, представлен на рисунке 3.9а) в виде массивов матриц рассеяния, полученных в результате электромагнитных симуляций в среде мультифизического моделирования. На рисунке 3.9б приведены зависимости уровня выходной мощности первой гармоники от мощности входного сигнала при частоте 10,5 ГГц для разных вариантов реализации схемы коммутатора. Компрессия на выходе по уровню 1 дБ (P1dB) составляет 11,3 дБм против 8,44 дБм для схемы без использования техники плавающего потенциала тела транзистора. При использовании n-канального транзистора для заземления подложки транзистора-ключа наблюдается рост точки 1 дБ компрессии до 11,86 дБ.

Расчёт модели в режиме большого сигнала также демонстрирует высокую линейность за счет использования широких транзисторов с высоким уровнем согласования.

■body floating ■bodynmos floating ■nonfloated

---body floating -1 dE

---body nmos floating -1 dE

---nonfloated -1 dE

30

5 10 15 20 25

Мощность на входе (Р1), дБм

а) б)

Рисунок 3.9. а) фрагмент схемы в интерфейсе САПР; б) АЧХ зависимость уровня

выходной мощности первой гармоники от мощности входного сигнала при частоте

10 ГГц для разных вариантов реализации схемы коммутатора

Перечень основных электрических параметров схемы 8РБТ-коммутатора в трех

вариантах исполнения представлен в таблице 3.3.

Таблица 3.3. Сравнение параметров схем коммутаторов

№ Наименование параметров Номинальные значение

С плавающим потенциалом тела транзисторов через резистор (рис. 3.6а) С заземленным телом транзисторов (рис. 3.7а) С плавающим потенциалом тела транзисторов через н-канальный транзистор (рис. 3.8а)

1 Рабочий диапазон частот (Браб), ГГц 8...12 8.12 8.12

2 Вносимые потери, дБ 0,93... 1,05 1,48.1,847 0,9.1,01

3 Коэффициент изоляции, дБ 22,9.25,4 26,8.29,9 23,9.26,7

4 Коэффициенты отражения по входу-выходу, дБ 20,9.23,2 14,87.21,07 20,71.23,5

5 Коэффициент развязки между выходами, дБ 24,1.26,5 28,1.30,08 25,06.27,7

6 Компрессия по уровню 1 дБ на выходе открытого порта на частоте Бс = 10 ГГц, дБм 11,3 8,44 11,86

107

3.2.4. Разработка топологии

На основе схемы рис. 3.8а разработана топология ИМС двухпозиционного коммутатора X-диапазона частот. В основе схемы каскад транзисторов в ключевом включении (как показано на схеме рис. 3.8а), для изоляции влияния подложки используются защитные кольца (рис.3.10а). Фрагменты МПЛ в СВЧ тракте выполнены в слоях верхних металлов относительно экрана в первом слое металла, что дает примерно 5,5 мкм толщины стека технологии.

а) б)

Рисунок 3.10. а) Фрагмент топологии: ключевой каскад одного плеча коммутатора; б)

топология схемы двухпозиционного ключа X-диапазона частот Электромагнитное моделирование выполнялось для отрезков фиксированной длины (рис. 3.9а) в пакете мультифизического проектирования с расчетом на основе метода конечных элементов. В отсутствие высоко резонансных элементов экспортированные в схему коммутатора модели МПЛ, фрагментов и контактных площадок в виде S-параметров вносят ослабление в тракт величиной ~0,2 дБ, что является приемлемой величиной и не ведет к рассогласованию тракта во всех вариантах коммутации. На данном этапе предполагается изготовление тестовых образцов для оценки параметров технологии и верификации библиотечных элементов для определения сходимости. Поэтому конструкция схемы рассчитана на наименьшую площадь с учетом

наиболее плотного расположения контактных GSG интерфейсов для возможности исследования микросхемы на пластине (рис. 3.10б).

3.2.5. Маршрут разработки коммутатора

Предложенное техническое решение [73] построения схем на основе транзисторов с общим затвором актуально в любых коммутируемых устройствах, где необходимо минимизировать вносимое каждым активным элементом ослабление. Например, в схемах, построенных на основе устройств дискретных аттенюаторов и фазовращателей (рис. 1.9), общее ослабление будет складываться из суммы потерь активных переключателей и коммутируемых пассивных цепей. Снижение вносимого ослабления, как и улучшение других характеристик ключа, положительно скажется на работе всего устройства. Маршрут разработки ИМС двух-позиционного коммутатора Х-диапазона частот в рамках данного раздела имеет схожие этапы проектирования с маршрутом разработки ФВ в предыдущем разделе, за исключением этапа разработки фазосдвигающих цепей, что обусловлено функциональной схожестью всех СВЧ-устройств на основе активных переключательных элементов. Схема маршрута разработки коммутатора представлена на рисунке 3.11.

Рисунок 3.11. Упрощенный маршрут проектирования схемы коммутатора

3.3. Проект 6-ти разрядного фазовращателя Х-диапазона частот

3.3.1. Маршрут проектирования 6-ти разрядного фазовращателя

Маршрут проектирования микросхемы фазовращателя на кремниевой элементной базе строится на основе таких факторов, как:

- выбранная среда проектирования (включая функционал и инструментарий), определяющая, насколько быстро и эффективно будет происходить разработка, налагающая требования к опыту разработчика по взаимодействию со средой, включая ее развёртывание и наладку;

- состав библиотеки средств проектирования, включающей необходимые элементы для разработки устройств СВЧ-тракта - параметризированные планарные линии, набор верифицированных моделей катушек индуктивности или же параметризованных ячеек, контактных площадок и т.д. Так же крайне важно наличие автоматизированных средств и правил проверки на соответствие технологическим нормам (БЯС) и средств проверки целостности нетлистов (ЬУ8).

Затем идет выбор активных элементов, схемотехнических подходов, адаптация цепей питания и управления, компромиссы при оптимизации параметров для удовлетворения технических и конструктивных требований при разработке и дальнейшем тестировании СВЧ ИМС.

В контексте данной работы рассматривается случай разработки под первую итерацию запуска. Следующие итерации проекта включают необходимые доработки проекта и будут основаны на результатах измерений изготовленной микросхемы и тестовых элементов, так же как и методика разработки, которая будет скорректирована и оптимизирована для достижения приемлемых результатов в кратчайшие сроки.

Проект построен на основе техпроцесса КМОП 90 нм. Согласно спецификации, требуется построить 6-разрядный фазовращатель Х-диапазона в минимально возможных размерах для возможности дальнейшей интеграции в многофункциональную схему, в составе которой предполагается реализация коммутации сигналов приемного и передающего каналов, управление фазой и амплитудой и усиление сигнала до

и и т-\

операционных значений в линейном режиме. В качестве схемы построения

фазосдвигающей цепи (фазового модулятора) выбран тип на переключаемых цепях фильтров (рис. 1.9г). Это схемотехническое решение позволит реализовать покрытие большей части Х-диапазона частот при минимальных топологических габаритах.

Альтернативой стоило бы рассмотреть тип коммутации микрополосковых линий с фазовой длиной, равной номинальной величине фазового сдвига (рис. 1.19а); данное решение обладает существенно большей шириной рабочей полосы при отсутствии резонансов. Но, в соответствии со спецификацией, при длине волны в диэлектрике ~16 мм (~30 мм в вакууме), получение сдвига старших дискретов потребовало бы существенных затрат в части занимаемой площади и вело бы к ряду топологических сложностей, связанных с правилами проектирования (DRM), например, антенные эффекты, связанные с протяженностью линии, проблемы с плотностью на больших участках кристалла, омические и емкостные потери и т.д.

Комплект инструментов Process Design Kit (PDK), используемый в рамках технологического процесса, предназначен для разработки высокоскоростных систем на кристалле (СнК, System on a chip, SoC). Разработка высокочастотных устройств возможна в силу наличия активных элементов с высокими граничными частотами, при этом вспомогательные элементы пассивного тракта, такие как высокочастотные конденсаторы, катушки индуктивности и планарные линии, представлены в недостаточной мере, с моделями на основе экстракций параметров в S-частотных диапазонах (до 3 ГГц). Таким образом, разработка СВЧ-устройств в более высоких диапазонах потребует адаптации и доработки планарных компонентов.

3.3.2. Выбор активного элемента дискретного фазовращателя

Как было продемонстрировано в главе 2, разработка интегральной микросхемы начинается с исследований набора активных элементов в составе выбранного инструментария. Данный этап разработки является общим для проектирования ИМС. Коммутация цепей фазовращателя - фазового дискрета, разряда или фазового модулятора - осуществляется за счет переключения активных элементов, диода или транзистора. В ряде случаев фазовый сдвиг можно получить, в том числе, за счет приращения емкости варактора, в таком случае сложнее применять термин «дискретизации», т.е. деления на

разряды, ввиду непрерывности вольт-фарадной характеристики. В рамках реализации данного проекта для обеспечения максимальной скорости переключения, при минимальном потреблении и габаритах микросхемы выбор был сделан в пользу коммутируемых SPST-ключей. Как было показано в разделе 3.2, активные устройства на основе КМОП-структур имеют множество вариантов для оптимизации схемы под конкретные аспекты проекта: вносимое ослабление, изоляция, мощность, скорость переключения и т.д. При этом проектирование топологии ключа на основе кремниевых технологий требует от разработчика опыта и навыков для работы с инструментарием в рамках среды проектирования.

Геометрия транзистора для использования в рамках SPST-схемы сконфигурирована для наиболее оптимального соотношения АЧХ в закрытом и открытом состоянии таким образом, чтобы коэффициент передачи был минимален при максимальном уровне изоляции в закрытом состоянии - для минимизации утечки сигнала в закрытое плечо в схеме фазового модулятора. Минимизация вносимого ослабления в частотной области достигается за счет использования техники плавающего потенциала с добавлением сопротивления (Rb = 2 кОм) высокого номинала на контакт подложки схемы транзистора-ключа. Геометрия транзистора характеризует его работу: чем шире транзистор, тем ниже сопротивление в открытом состоянии (Ron), что ведет к меньшим потерям, но увеличивает емкость сток-исток (Coff), влияющую на способность сигнала просачиваться в закрытом состоянии. В результате работы ключа можно заключить о низком уровне вносимого ослабления, составляющем «0,67 дБ в открытом состоянии (при «26 дБ коэффициента отражения) и до 12.13 дБ коэффициента изоляции в закрытом состоянии (рис. 3.12). Скорость переключения схемы SPST-ключа на основании моделирования оценивается как «1,6 нс (по аналогии с рис 3.3).

(С) 9 Ус

Затвор

Р1 о-

(О)

Сток

к

о

М1

Р2 -о

Я

(У

Исток

В

(В)

-4-

-2

ч:

се -12

£ К

И -16

-20-

-24-

-28

1 1 1 1 1 ' 1

1 ПГ\ --С

|

| |

|

|

| -12 57_ —0 г- - . _ -

| г-" __ _ „ - -0 — г-'

г'' |

|

|

| | --1- 8(2,1)0 В -<»- 3(1,1) 0 в —Л—8(2,1) 1,2 В —^—8(1,1) 1,2 В

-26 ,41

11111 11111 : 1 . 1 : : —!-Т- I I I I 1:1: :

12

13

— 6 7 8 9 10 11

Частота, ГГц а) б)

Рисунок 3.12. АЧХ открытого (1,2 В) и закрытого (0 В) состояния ключа и его

14

электрическая схема включения

3.3.3. Метод выбора и реализации фазосдвигающих цепей

Принцип работы фазосдвигающего разряда на основе коммутируемых ФНЧ/ФВЧ цепей заключается в подборе номиналов микрополосковых катушек индуктивности и конденсаторов, резонирующих на определенной частоте. При этом характер поведения функции фазово-частотной характеристики (ФЧХ) для ФНЧ и ФВЧ должен быть такими, чтобы выражение (3.3) выполнялось для каждой точки на протяжении требуемого частотного диапазона. Это определяет точность номинального значения фазового сдвига в частотном диапазоне.

АР = \Рфвч-Ртч\ (3.3)

Применительно к схеме фазовращателя в контексте интегральной микроэлектроники на выбор типа цепи будут помимо прочего накладываться требования БЯМ и стремление разработчика сократить площадь устройства на пластине. Катушка индуктивности - элемент с наибольшей площадью в планарной репрезентации,

соответственно, стратегия с использованием фильтров высоких порядков для построения широкополосной схемы фазового дискрета будет нецелесообразна в той же степени, что и использование микрополосковых линий задержки. Т- и П-схемы фильтров (рис. 3.13) следует выбирать, исходя из минимального числа индуктивностей в их составе, для экономии места и минимизации вносимого ослабления. Цепи на основе фильтров «Т-типа» характеризуются большим групповым временем задержки (ГВЗ), что определяет ширину полосы фазовой характеристики цепи; в свою очередь, увеличить ГВЗ можно за счет увеличения порядка фильтра.

Рисунок 3.13. Эквивалентные схемы ФНЧ и ФВЧ

Помимо этого, в кремниевых процессах стоит учитывать особенности катушек индуктивности; прежде всего, это сравнительно невысокие значения добротности и низкие пороги частот собственного резонанса. При этом с повышением номинала индуктивности пологая область с высокой добротностью, наиболее благоприятная для использования в рабочем диапазоне частот, стремительно сокращается, а выбор полосы в области приближения частоты собственного резонанса (self-resonant frequency, SRF) нежелателен ввиду низкой добротности и слабо прогнозируемой величины номинала [74].

В рамках исследования частотных характеристик планарного тракта в САПР мультифизики был разработан стек КМОП-технологии (рис. 3.14а). Рассчитанные и разработанные ячейки катушек индуктивности были импортированы для симуляции работы в данном BEOL и оценки их частотных характеристик на основе моделей ЭМ-анализа, при помощи Метода Конечных Элементов. Стоит обратить внимание на поведение зависимости индуктивности у образцов с номиналом 0,5, 1,0, 1,5 нГн, имеющих наиболее равномерную характеристику в Х-диапазоне частот, так как частоты собственного резонанса находятся намного выше. При этом близость SRF частот остальных представленных номиналов сильно искажает номинальные значения индуктивности в рабочих диапазонах, и кроме того, данные структуры обладают намного меньшей добротностью. Таким образом, на основе предложенных на рис. 4 зависимостей

можно сделать вывод о том, что в рамках данного РБК стоит придерживаться номиналов катушек индуктивности, не превышающих значений 1,5 нГн, для достижения баланса