Импульсный биполярный источник питания для магнетронных распылительных систем тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.09.12, кандидат наук Оскирко Владимир Олегович
- Специальность ВАК РФ05.09.12
- Количество страниц 197
Оглавление диссертации кандидат наук Оскирко Владимир Олегович
ВВЕДЕНИЕ
1. МАГНЕТРОННОЕ РАСПЫЛЕНИЕ И ИМПУЛЬСНЫЕ ИСТОЧНИКИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ
1.1 Метод магнетронного распыления и магнетронная распылительная система
1.2 Повышение стабильности процессов реактивного магнетронного распыления с помощью питания повышенной частоты
1.3 Системы ионной обработки подложек
1.4 Импульсные ИП повышенной частоты для магнетронных распылительных систем
1.4.1 Униполярные ИП повышенной частоты
1.4.2 Биполярные ИП повышенной частоты для дуальных магнетронных распылительных систем
1.4.3 Асимметричные импульсные биполярные ИП повышенной частоты для одиночных магнетронных распылительных систем
Выводы по первой главе
2. ИССЛЕДОВАНИЕ АЛГОРИТМА УПРАВЛЕНИЯ ФОРМИРОВАТЕЛЯ БИПОЛЯРНЫХ ИМПУЛЬСОВ И АНАЛИЗ РЕЖИМОВ КОММУТАЦИИ СИЛОВЫХ КЛЮЧЕЙ
2.1 Функциональная схема, принцип действия и основные параметры формирователя биполярных импульсов
2.2 Процесс формирования выходных импульсов
2.2.1 Работа формирователя с резистивной нагрузкой
2.2.2 Работа формирователя с магнетронной распылительной системой и системой ионной обработки подложки
2.2.3 Алгоритм управления транзисторами формирователя биполярных импульсов
2.3 Режим подавления электрических дуг
2.4 Сравнение и выбор полупроводниковых элементов формирователя биполярных импульсов
2.5 Демпфирующие цепи формирователя биполярных импульсов
2.5.1 Демпфирующие цепи основного транзистора
2.5.2 Демпфирующие цепи транзистора, формирующего положительные импульсы
Выводы по второй главе
3. РАЗРАБОТКА КОМПЬЮТЕРНОЙ МОДЕЛИ И ИССЛЕДОВАНИЕ РЕГУЛИРОВОЧНЫХ И ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК ФОРМИРОВАТЕЛЯ БИПОЛЯРНЫХ ИМПУЛЬСОВ
3.1 Модели демпфирующих цепей
3.1.1 Диссипативные демпфирующие цепи основного транзистора
3.1.2 Рекуперативные демпфирующие цепи основного транзистора
3.1.3 Демпфирующие цепи транзистора, формирующего положительные импульсы
3.2 Моделирование схемы формирователя биполярных импульсов с различными типами нагрузок
3.2.1 Моделирование работы с резистивно-индуктивной нагрузкой
3.2.2 Расчет потерь мощности в формирователе биполярных импульсов
3.2.3 Моделирование работы формирователя биполярных импульсов с магнетронной распылительной системой
3.2.4 Моделирование работы формирователя биполярных импульсов с системой ионной обработки подложки
Выводы по третьей главе
4. ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ И ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ИССЛЕДОВАНИЕ МОДУЛЬНОГО ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ НА ОСНОВЕ ФОРМИРОВАТЕЛЯ БИПОЛЯРНЫХ ИМПУЛЬСОВ
4.1 Источники питания высокой мощности для магнетронных распылительных систем и систем ионной обработки подложек
4.2 Практическая реализация модульного источника питания высокой мощности на основе формирователя биполярных импульсов
4.3 Экспериментальное исследование формирователя биполярных импульсов в составе модульного источника питания
4.3.1 Работа формирователя с резистивно-индуктивной нагрузкой
4.3.2 Процессы коммутации силовых транзисторов
4.3.3 Температурные режимы
4.3.4 Работа формирователя биполярных импульсов с магнетронной распылительной системой
4.3.5 Работа формирователя биполярных импульсов в режиме предотвращения
и подавления электрических дуг
4.3.6 Работа формирователя биполярных импульсов с системой ионной обработки подложки
Выводы по четвертой главе
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
СПИСОК АББРЕВИАТУР
СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
ПРИЛОЖЕНИЕ 1. Акты внедрения результатов работы
Рекомендованный список диссертаций по специальности «Силовая электроника», 05.09.12 шифр ВАК
Ионно-плазменное оборудование и процессы нанесения тонкопленочных функциональных покрытий на подложки большой площади2012 год, доктор технических наук Сочугов, Николай Семёнович
Нанесение прозрачных проводящих покрытий на основе оксида цинка методом магнетронного распыления2009 год, кандидат технических наук Работкин, Сергей Викторович
Структура и свойства тонких пленок ZrO2:Y2O3, формируемых методом магнетронного распыления2018 год, кандидат наук Шипилова, Анна Викторовна
Импульсный магнетронный разряд с горячей мишенью2023 год, кандидат наук Тумаркин Александр Владимирович
Устройства со скрещенными электрическим и магнитным полями для нанесения тонкопленочных покрытий на подложки большой площади2007 год, кандидат технических наук Соловьев, Андрей Александрович
Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Импульсный биполярный источник питания для магнетронных распылительных систем»
ВВЕДЕНИЕ
В настоящее время высококачественные тонкие пленки и покрытия находят широкое применение во многих отраслях техники. Они используются в качестве проводящих, изолирующих и полупроводниковых слоев в электронике, позволяя уменьшать размеры электронных компонентов. В оптике наносятся тонкие пленки, обладающие поглощающими, отражающими и фильтрующими свойствами. В машиностроении используются покрытия, позволяющие повысить эффективность и износостойкость деталей при минимальных затратах. В автомобилестроении и строительстве наносятся декоративные, светоотражающие и теплосберегающие покрытия.
Для нанесения тонких пленок и покрытий применяются различные методы, такие, как: термическое испарение, химическое газофазное осаждение (СУО), струйный пиролиз и т.д. Особое место среди них занимают методы ионно-плазменного напыления покрытий в вакууме, в частности магнетронное распыление, поскольку они выгодно отличаются от других методов высокой управляемостью, повторяемостью результатов и низким уровнем примесей в напыляемом покрытии.
Главной особенностью МРС является использование скрещенных электрических и магнитных полей. Благодаря этому обеспечивается высокая концентрация плазмы и уровень ионизации газа относительно безмагнитных разрядных систем. МРС одновременно обеспечивают высокую скорость напыления, равномерность покрытия и низкую температуру подложки.
В настоящее время технологии магнетронного распыления занимают лидирующие позиции в производстве микроэлектроники, средств записи и дисплеев. МРС используются для формирования защитных, износостойких, декоративных и других видов покрытий на различные основы. При этом размеры обрабатываемых деталей варьируются от нескольких миллиметров до нескольких метров. МРС позволяют распылять практически любые материалы: металлы, сплавы, простые и сложные диэлектрики, полупроводники и керамику. Различные материалы могут комбинироваться в виде многослойных покрытий. Также магнетронное распыление используется для формирования нанокомпозитных и наноструктурированных объемных и тонкопленочных материалов [1,2].
Важным достоинством магнетронного распыления является высокая управляемость. Благодаря изменению параметров плазмы в процессе нанесения покрытий удается получать пленки с необходимыми структурными и эксплуатационными характеристиками.
История развития магнетронного распыления связана с непрерывным совершенствованием конструкции МРС. Можно выделить несколько наиболее значимых
разработок, которые позволили повысить эффективность работы МРС и качество напыляемых покрытий. В 1982 г. была предложена концепция МРС с вращающимся круглым катодом, обеспечивающая высокий коэффициент использования материала мишени [3]. С помощью несбалансированной магнитной системы, предложенной в 1986 г. Б Виндосом, удалось увеличить степень ионного воздействия на подложку, что послужило толчком к созданию новых технологий [4]. Конструкция дуальной МРС, предложенная в 1988 г., радикально решила проблему запыления анода [5].
Параллельно с совершенствованием конструкций МРС происходило развитие систем электропитания, являющихся неотъемлемым элементом технологии магнетронного распыления. На начальном этапе использовались источники постоянного тока, позволяющие получать металлические покрытия. Их применение в процессах напыления покрытий сложного состава ограничивала проблема частого возникновения электрических дуг на поверхности мишени магнетрона. Формирование диэлектрических покрытий стало возможным при использовании высокочастотных ИП. Однако в этом случае проявлялись недостатки, присущие ВЧ системам: низкая скорость напыления, невысокий КПД, сложность согласования нагрузки и ИП [1].
В 1977 г. было предложено использовать импульсные системы электропитания с частотой от 400 до 60 кГц [6], что позволило решить проблемы образования дуг и запыления поверхности анода в процессе напыления покрытий с диэлектрическими свойствами. Возможность качественной реализации данной идеи появилась в 90-х годах, когда началось производство мощных полупроводниковых ключей, обладающих требуемыми частотными характеристиками. На основе таких приборов стало возможным создание импульсных ИП, обладающих мощностью в несколько десятков кВт и частотой формирования импульсов от 1 до 1000 кГц. Наличие таких источников во многом определило успех технологий реактивного магнетронного распыления, в которых получение покрытий сложного состава осуществляется в среде химически активных газов при распылении мишеней относительно простого состава. Кроме проблемы дугообразования импульсное питание позволяет устранять проблему запыления поверхности анода, увеличивать скорость напыления покрытий сложного состава, улучшать свойства покрытий, повышать управляемость процессов напыления.
Импульсное питание позволяет увеличивать максимальную импульсную мощность относительно средней мощности магнетронного разряда. В результате увеличивается концентрация плазмы в разрядном промежутке, и усиливается ионное воздействие на подложку. Данный эффект используется в технологиях сильноточного импульсного магнетронного распыления [7].
Импульсные ИП также используются в системах ионной обработки подложек (СИОП), обеспечивая электрический потенциал смещения подложек в процессах магнетронного распыления. Как и в случае МРС, импульсное питание позволяет предотвращать возникновения электрических дуг и влиять на структуру и свойства напыляемых покрытий путем изменения степени ионного воздействия на растущее покрытие.
Постоянное ужесточение требований к функциональным покрытиям, увеличение размеров МРС и новые практические применения магнетронных технологий стимулируют разработку новых импульсных ИП, обладающих более высокой мощностью, управляемостью и надежностью. Решение сложных технологических задач требует глубокой интеграция системы электропитания и технологических устройств. Для этого современный ИП должен обладать набором датчиков, обратных связей, алгоритмом управления и каналами внешнего обмена данными.
Одним из основных параметров импульсного ИП МРС, влияющим на стабильность и производительность процессов магнетронного распыления, является частота формирования импульсов. Как известно, импульсным ИП свойственны коммутационные потери, которые ограничивают максимальную частоту формирования выходных импульсов и подвергают ключевые элементы перегрузкам, снижающим надежность преобразователя. Для того чтобы обеспечить требуемую частоту формирования импульсов, необходимо предпринимать специальные меры, позволяющие обеспечить режим мягкого переключения ключевых элементов.
К сожалению, уровень развития импульсных ИП для ионно-плазменных технологий в нашей стране существенно отстает от уровня развития технологических устройств. Это связано с тем, что количество коллективов, занимающихся разработкой ИП для ионно-плазменных технологий, значительно меньше, чем коллективов, занятых разработкой ионно-плазменных устройств и технологий [8]. Отставание в развитии систем электропитания приводит к тому, что на производстве и даже в исследовательских лабораториях используются совершенно устаревшие конструкции. Существует ряд зарубежных компаний, специализирующихся на производстве ИП, отвечающих современным требованиям ионно-плазменных технологий [9,10,11]. Но зарубежные системы электропитания применяются в России ограничено, поскольку имеют высокую стоимость. Кроме того, применение зарубежного оборудования в ионно-плазменных технологиях, играющих важную роль в различных отраслях техники, увеличивает зависимость от зарубежных производителей и не совпадает с общей стратегией импортозамещения. Поэтому тема диссертационной работы является актуальной.
Целью диссертационной работы является создание импульсных источников электропитания мощностью до нескольких десятков кВт, позволяющих повысить стабильность
и производительность процессов магнетронного распыления и обеспечивающих потребности современных технологий ионно-плазменного напыления.
Для достижения поставленной цели потребовалось решить следующие задачи:
1. Провести анализ физических процессов, протекающих в МРС и СИОП, как в электрических нагрузках импульсных ИП. Найти причины возникновения характерных неустойчивостей в процессах магнетронного распыления. Определить способы и условия их предотвращения за счет изменения параметров импульсного электропитания. Рассмотреть схемы используемых импульсных источников электропитания для МРС и СИОП. Предложить концепцию ИП, удовлетворяющего потребности современных технологий магнетронного напыления.
2. Разработать формирователь выходных биполярных импульсов (ФБИ) и алгоритм для его управления, обеспечивающие диапазоны изменения частоты и длительности выходных импульсов, необходимые для достижения высокой стабильности и производительности процессов магнетронного распыления. Разработать алгоритм работы ФБИ в режиме подавления электрических дуг, позволяющий управлять её энергией.
3. Обеспечить режим мягкого переключения транзисторов ФБИ, необходимый для снижения динамических потерь, повышения энергоэффективности и надежности формирователя в режиме повышенной частоты.
4. Предложить электрические схемы замещения МРС и СИОП, адекватно отражающие электрофизические процессы, протекающие в них. Создать на их основе компьютерные модели формирователя биполярных импульсов, работающего на нагрузку в виде МРС и СИОП. Рассчитать параметры элементов ФБИ и получить его регулировочные и энергетические характеристики.
5. Практически реализовать импульсный источник питания для МРС и СИОП мощностью до нескольких десятков кВт и экспериментальные установки для исследования его работы с различными типами нагрузок. Получить реальные регулировочные и энергетические характеристики источника питания.
6. Экспериментально исследовать и подтвердить возможность увеличения скорости осаждения покрытий и снижения частоты возникновения электрических дуг с помощью импульсного источника питания на основе ФБИ в реактивных режимах магнетронного распыления.
7. Экспериментально исследовать и подтвердить возможность управления энергией электрической дуги в процессе магнетронного распыления. Определить минимальное значение и диапазон регулирования энергии, вкладываемой источником питания в дуговой разряд.
Объектом исследования является импульсный биполярный источник питания на основе формирователя асимметричных биполярных импульсов повышенной частоты (ФБИ) для магнетронных распылительных систем (МРС) и систем ионной обработки подложек (СИОП).
Предметом исследования являются электрофизические и электромагнитные процессы, протекающие в ФБИ при его работе с резистивной нагрузкой, МРС и СИОП, а также его регулировочные и энергетические характеристики.
Методы исследования базируются на общих положениях теории электрических цепей, теории алгебраических и дифференциальных уравнений, вычислительных методах и использовании современных инструментальных систем и методов схемотехнического моделирования с применением программного пакета инженерного проектирования LTspise. Проверка основных теоретических положений осуществлялась путем экспериментальных исследований на физических моделях.
Достоверность и обоснованность полученных результатов подтверждается корректной постановкой задач, системным характером исследований, результатами компьютерного моделирования и физических экспериментов, проведенных на различных установках.
Научная новизна диссертации состоит в следующем:
1. Установлено, что применение демпфирующих цепей в ФБИ при средней выходной мощности 10 кВт и частоте коммутации транзисторов 75 кГц позволяет в четыре раза снизить потери мощности в основном транзисторе, в два раза снизить потери мощности в транзисторе, формирующем обратные (положительные) импульсы, на 25 % сократить суммарные потери мощности в схеме.
2. Определены граничные условия для устойчивой надежной работы ФБИ с МРС и СИОП, исходя из длительности переходных процессов, протекающих в плазме, и длительности основных интервалов периода формирования выходных биполярных импульсов. Установлено, что для предотвращения чрезмерного увеличения тока в дросселе ФБИ и снижения амплитуды выходных импульсов напряжения необходимо обеспечить требуемое соотношение между длительностями основных интервалов периода формирования выходных импульсов. В частности, при работе ФБИ с МРС и СИОП длительность начального интервала отрицательного импульса должна быть на 2-2.5 мкс больше, чем длительность интервала положительного импульса.
3. Показано, что применение импульсного биполярного источника питания на основе ФБИ благодаря компенсации зарядов, накапливаемых на поверхности диэлектрических слоев, в процессе реактивного магнетронного напыления пленок SiO2 позволяет в четыре раза снизить частоту возникновения дуг относительно импульсного униполярного питания и в 3х104 раз относительно питания постоянным током.
4. Экспериментально обнаружено, что применение импульсного биполярного источника питания на основе ФБИ в процессе реактивного магнетронного распыления пленок оксида циркония, стабилизированного иттрием (YSZ), позволяет в три раза увеличить скорость осаждения покрытия относительно использования импульсного униполярного питания и питания постоянным током.
5. Предложен и реализован с помощью ФБИ новый способ управления энергией электрической дуги, в котором дуговой разряд поддерживается постоянным током в течение заданного промежутка времени. Экспериментально установлено, что при средней мощности магнетронного разряда 6 кВт энергия дуги может регулироваться в диапазоне от 1,2 до 30 мДж.
Практическая ценность диссертации заключается в том, что:
1. Разработан формирователь асимметричных биполярных импульсов повышенной частоты и алгоритм для его управления, способный предотвращать образование электрических дуг, увеличивать скорость осаждения покрытий в процессах реактивного магнетронного распыления и управлять энергией дугового разряда.
2. На основе ФБИ разработаны модульные источники питания мощностью от 10 до 80 кВт, обеспечивающие выходное напряжение в диапазоне от 330 до 1320 В, выходной ток -от 45 до 270 А, способные решать различные технологические задачи в области ионно-плазменного напыления покрытий.
3. С помощью разработанного источника питания для МРС найдены технологические режимы напыления слоев оксида циркония, стабилизированного иттрием, используемого в качестве электролита твердооксидных топливных элементов (ТОТЭ), а также пленок оксида кремния ^Ю2), используемых в качестве просветляющих слоев в низкоэмиссионных покрытиях.
Основные положения, выносимые на защиту:
1. Применение демпфирующих цепей в ФБИ при средней выходной мощности 10 кВт и частоте коммутации транзисторов 75 кГц позволяет в четыре раза снизить потери мощности основного транзистора, в два раза снизить потери мощности в транзисторе, формирующем обратные (положительные) импульсы, на 25 % уменьшить суммарные потери мощности в ФБИ.
2. Разработанный ФБИ и алгоритм для его управления, обеспечивающие диапазон регулирования частоты выходных импульсов от 1 до 75 кГц и длительности их положительной полярности от 3 до 10 мкс, предотвращают чрезмерное увеличение тока в дросселе и снижают амплитуду выходных импульсов напряжения, которые обусловлены нелинейным характером нагрузки, что, в свою очередь, позволяет обеспечить устойчивую и надежную работу импульсного источника питания с МРС или СИОП в режиме повышенной частоты.
3. Применение импульсного биполярного источника питания на основе ФБИ в реактивных режимах напыления пленок SiO2 благодаря компенсации зарядов, накапливаемых на поверхности диэлектрических слоев, позволяет в четыре раза снизить частоту возникновения дуг относительно использования импульсного униполярного питания и в 3х104 раз относительно режима постоянного тока.
4. Применение импульсного биполярного источника питания на основе ФБИ в процессе реактивного магнетронного распыления пленок оксида циркония, стабилизированного иттрием (YSZ), позволяет в три раза увеличить скорость осаждения покрытия относительно использования импульсного униполярного питания и питания постоянным током.
5. Предложенный способ управления электрической дугой, реализованный в импульсном биполярном источнике питания на основе ФБИ, позволяет регулировать энергию, передаваемую в дуговой разряд в диапазоне от 1,2 до 30 мДж, при средней мощности магнетронного разряда 6 кВт. При этом дуговой разряд поддерживается постоянным током в течение заданного промежутка времени.
Результаты диссертационной работы внедрены:
1) в компании ООО «Прикладная электроника» (г. Томск), специализирующейся на создании современного оборудования для технологий нанесения тонкопленочных покрытий и модификации поверхности в виде конструкторской документации, на основе которой отлажено серийное производство источников электропитания для МРС и СИОП;
2) в Национальном исследовательском Томском политехническом университете в процессе выполнения НИОКР «Разработка тонкопленочной твердооксидной батареи топливных элементов с пониженной рабочей температурой и увеличенным ресурсом» (Договор № 01/0759/13 от 25.09.2013 г.). Применение импульсного биполярного ассиметричного питания МРС позволило увеличить скорость осаждения пленок ZrO2:Y2Oз в три раза (до 12 мкм/ч) по сравнению с импульсным униполярным питанием и практически полностью исключить дугообразование на поверхности распыляемого катода. Благодаря применению импульсного биполярного питания МРС были изготовлены твердооксидные топливные элементы с двухслойным тонкопленочным электролитом на основе диоксида циркония и церата гадолиния с удельной мощностью 1 Вт/см при рабочей температуре 750°С.
Материалы работы были доложены и обсуждены на следующих конференциях:
1. 8-я Международная научно-техническая конференция «Вакуумная техника, материалы и технологии», Москва, Россия, 16-18 апреля, 2013 г.;
2. 11-я международная конференция "Пленки и покрытия-2013», Санкт-Петербург, Россия , 2013 г.;
3. 12-я международная конференция "Пленки и покрытия-2013», Санкт-Петербург, Россия, 2015 г.;
4. 12-я Международная конференция по модификации материалов пучками заряженных частиц и потоками плазмы, Томск, 2014 г.;
5. 20-я Всероссийская научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых учёных «Научная сессия ТУСУР - 2015», Томск, 2015 г.;
6. 12-я Международная конференция «Газоразрядная плазма и её применение», Томск, 2015.
Результаты исследований изложены в 11 статьях, в том числе 5, входящих в перечень ведущих периодических изданий ВАК. Новые технические решения, полученные в ходе выполнения работы, защищены российским патентом на полезную модель.
Для получения представленных в диссертационной работе результатов автор внес определяющий вклад при постановке задач, разработке основных схемных и конструктивных решений, анализе полученных результатов. Автором лично спланированы и проведены эксперименты, сделано большинство оценок, проанализированы и осмыслены полученные результаты. Постановка задач, обсуждение полученных результатов, окончательное формулирование положений, выносимых на защиту, осуществлялись при участии научных руководителей Н.С. Сочугова, В.Д. Семенова. Все результаты, составляющие научную новизну диссертации и выносимые на защиту, получены автором лично.
Диссертационная работа изложена на 194 страницах основного текста. Состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы из 112 наименований и приложения. Содержит 147 рисунков и 8 таблиц.
1. МАГНЕТРОННОЕ РАСПЫЛЕНИЕ И ИМПУЛЬСНЫЕ ИСТОЧНИКИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ
Магнетронное распыление является разновидностью метода ионно-плазменного напыления покрытий. По сравнению с другими методами осаждения тонких пленок, такими как термическое испарение, химическое газофазное осаждение или струйный пиролиз, магнетронное распыление имеет ряд преимуществ:
- низкие температуры подложки;
- хорошая адгезия пленки к подложке;
- высокие скорости осаждения;
- хорошая однородность по толщине и высокая плотность покрытий;
- хорошая управляемость и долговременная устойчивость процесса обработки;
- позволяет наносить покрытия на большие площади (до нескольких м );
- позволяет получать покрытия сложного состава при распылении металлических мишеней в среде химически активных газов (реактивное магнетронное распыление).
Благодаря своей универсальности технологии магнетронного распыления находят широкое применение в различных отраслях техники и позволяют решать различные технологические задачи.
Для реализации технологии магнетронного распыления требуется специализированный ИП, который во много определяет возможности МРС и успех всей технологии. Данная глава посвящена анализу современного состояния и тенденций развития источников электропитания магнетронных распылительных систем.
Чтобы досконально разобраться в различных схемотехнических решениях, применяемых в современных ИП, необходимо владеть знаниями, касающимися устройства и принципа действия МРС. Понимание физических основ процесса магнетронного распыления позволяет понять причины возникновения явлений, негативно влияющих на качество напыляемых покрытий.
При анализе современных систем электропитания необходимо рассмотреть:
- конструкцию МРС и физические основы процесса магнетронного распыления, в том числе в реактивном режиме, поскольку МРС является нагрузкой системы электропитания;
- причины нестабильности процессов магнетронного распыления;
- используемые виды электропитания МРС, их основные достоинства и недостатки;
- схемы современных ИП для МРС, используемых в нашей стране и за рубежом.
1.1 Метод магнетронного распыления и магнетронная распылительная система
Магнетронные системы относятся к распылительным системам диодного типа, в которых распыление материала происходит за счет бомбардировки поверхности мишени ионами рабочего газа, образующимися в газе аномально тлеющего разряда.
Конструкция и принцип действия МРС показан на рис. 1.1. Как показано на рисунке, МРС располагается в вакуумной камере. В состав МРС входит мишень из распыляемого материала, которая также является катодом газового разряда, и магнитная система, необходимая для обеспечения магнитного поля на поверхности мишени. В качестве анода разрядной системы могут выступать внутренние стенки камеры или дополнительный электрод, расположенный внутри камеры. Магниты системы расположены так, чтобы создать поперечное электрическому полю магнитное поле, при этом силовые линии магнитного поля направлены поперек линий тока. Силовые линии магнитного поля замыкаются между полюсами магнитной системы. Область поверхности мишени, расположенная между местами входа и выхода силовых линий магнитного поля, распыляется наиболее интенсивно.
Рисунок 1.1 - Схема МРС и процесса магнетронного распыления.
При подаче отрицательного напряжения на мишень относительно анода (камеры) возникает неоднородное электрическое поле и возбуждается аномальный тлеющий разряд. В результате ионной бомбардировки с поверхности мишени выбиваются нейтральные атомы распыляемого материала, которые в дальнейшем формируют покрытие на подложке, и вторичные электроны. Эмитируемые электроны захватываются магнитным полем и движутся по замкнутым траекториям в скрещенных электрическом и магнитном полях. Электроны оказываются как бы в ловушке, создаваемой магнитным и электрическим полями. Они циклируют в этой ловушке, пока не произойдет несколько ионизирующих столкновений с
нейтральными атомами рабочего газа. В результате чего электрон теряет полученную от электрического поля энергию и уходит на анод. Таким образом, большая часть энергии электрона используется для ионизации и возбуждения, что повышает эффективность процесса ионизации и концентрацию плазмы в районе катода [2].
Локализация плазмы у поверхности катода позволяет повысить плотность ионного тока и плотность мощности на поверхности мишени. В результате чего увеличивается скорость распыления материала. Кроме того, при локализации плазмы возле мишени снижается уровень электронного воздействия на подложку, что позволяет снизить тепловую нагрузку на напыляемое покрытие. Это позволяет использовать МРС для нанесения пленок на подложки из материала с низкой термостойкостью.
К основным рабочим характеристикам МРС относятся: напряжение на электродах, ток разряда, плотность тока и мощности на мишени, величина индукции магнитного поля и рабочее давление. От величины и стабильности перечисленных параметров, которые взаимно связаны между собой, зависят устойчивость и воспроизводимость процесса нанесения покрытий.
Похожие диссертационные работы по специальности «Силовая электроника», 05.09.12 шифр ВАК
Ионно-плазменные методы нанесения твердых аморфных углеродных покрытий на подложки большой площади2001 год, кандидат физико-математических наук Оскомов, Константин Владимирович
Математические модели процессов формирования наноразмерных пленок2019 год, кандидат наук Чу Чонг Шы
Влияние условий осаждения в процессе магнетронного распыления на структуру и свойства наноразмерных пленок аморфного кремния2017 год, кандидат наук Митин Дмитрий Михайлович
Разработка основ практического применения высокомощного импульсного магнетронного распыления для осаждения пленок металлов и их соединений2024 год, кандидат наук Карзин Виталий Валерьевич
Ионно-плазменные модули для получения наноструктурированных углеродосодержащих покрытий2017 год, кандидат наук Трифонов Сергей Александрович
Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Оскирко Владимир Олегович, 2016 год
ч -
\
\
8 Сд2, нФ
8 Сд2,нФ
Рут1, Вт 35
30
25
20
15
10
5
0
в) Яд2 = 1 См
<
- •к
ч
\
ч
о.
• Потери при включении УТ1
■ Потери при выключении УТ1 Суммарные динамические потери в УТ1
■ Статические потери в УТ1
Сд2, нФ
0 2 4 6 8 Рисунок 3.9 - Зависимость потерь мощности в транзисторе УТ1 от величины емкости Сд2.
Рут1, Вт 65
60
55
50
45
40
а
Сд2, нФ
Ркд2, Вт 0, н
б
СП . 60
✓
ЦП -50 *
АП _ У
✓
оп _ 30 ✓
20 * к"»
*
10 у
*
0 0
4 6 8 5 С
РСУМ, Вт 280
260
240
220
200
-Rд1= 1 Ом
---1^д1= 3 Ом
-----1*д1 = 5 Ом
Сд2, нФ
Рисунок 3.10 - Зависимость потерь мощности в схеме с ДДЦ №2 от величины демпфирующей емкости Сд2: а) потери в транзисторе УТ^ б) рассеиваемая мощность на резисторе Яд2; в) общие
потери мощности в схеме.
0
2
4
6
0
2
4
6
0
2
4
6
8
0
2
4
6
8
Оптимальная величина демпферной емкости Сд2 лежит в диапазоне от 1 до 3 нФ. С одной стороны, такая величина Сд2 позволяет снизить суммарные потери в УТ1 (рис. 3.10.а), с другой стороны, не приводит к существенному увеличению рассеиваемой мощности на Рд2 (рис. 3.10.б). Как показано на рис. 3.10.в, максимальное снижение общих потерь мощности в схеме составляет всего 4 Вт, при Яд2 = 1 Ом и Сд2 = 1 -1,5 нФ. При этом суммарные потери мощности в транзисторе составляют 46 Вт, а общие потери мощности в схеме - 220 Вт. Схема с ДДЦ №2 имеет такой же КПД, что и схема с ДДЦ №1 - 97.8 %.
Таким образом, ДДЦ №2 позволяет в два раза снизить потери при выключении транзистора УТ1 и на 10 % сократить общие потери мощности в нем. Однако применение ДДЦ №2 не позволяет повысить КПД схемы, поскольку происходит увеличение потерь на Яд2.
Диссипативная демпфирующая цепь №3 (ДДЦ №3). Для предотвращения роста потерь при включении транзистора УТ1, обусловленного разрядом демпферной емкости Сд2, в ДДЦ №2 добавлен дополнительный диод УОд2, как показано на рис. 2.26.б. На рис. 3.11 изображена модель схемы с ДДЦ №3.
Рисунок 3.11 - Модель схемы с ДДЦ №3 в программном пакете LTspice.
Траектория выключения УТ1 определяется демпферной емкостью Сд2. Энергия, запасаемая в емкости, рассеивается на сопротивлении и Яд2. Для обеспечения нормальной работы ДЦ необходимо, чтобы демпфирующая емкость Сд2 успевала полностью разрядиться за время включенного состояния транзистора. Следовательно, должно выполняться следующее условие:
Д1 "^Т^"'
д1
(3.3)
где ^ т1П = 5 мкс - минимальная длительность импульса управления транзистора УТ1, согласно алгоритму управления ФБИ.
В процессе моделирования схемы изменялась величина демпферной емкости Сд2 в диапазоне от 0 до 20 нФ. В результате изменялась скорость увеличения напряжения на транзисторе VT1 при его выключении.
На рис. 3.12 приведены эпюры переходных процессов, протекающих при выключении транзистора VT1. На представленных эпюрах видно, как изменяется импульсная мощность, выделяемая на транзисторе, при использовании демпферной емкости Сд2.
(а) без Сд2 (б) Сд2 = 5 нФ
Рисунок 3.12 - Эпюры тока, напряжения и мощности VГ1 в момент его выключения.
В первом случае (рис. 3.12.а) демпферная емкость Сд2 не используется, при этом максимальная импульсная мощность достигает значения 13 кВт. Во втором случае, при Сд2 = 5 нФ (рис. 3.12.б), максимальная импульсная мощность, выделяемая на транзисторе, составляет менее 2 кВт.
Снижение импульсной мощности, выделяемой на транзисторе в момент его выключения, приводит к уменьшению динамических потерь в УТ1, как показано на рис. 3.13.а. В диапазоне от 0.2 до 5 нФ потери при выключении транзистора УТ1 уменьшаются примерно в 10 раз, а общие потери мощности в транзисторе на 30%.
Несмотря на значительное снижение потерь мощности в транзисторе, общие потери в схеме увеличиваются, как показано на рис. 3.13.б. Рост суммарных потерь в схеме происходит за счет увеличения мощности, рассеиваемой на резисторе Яд2. Увеличение емкости Сд2 выше 3 нФ приводит к снижению КПД схемы. Исходя из баланса потерь в транзисторе и суммарных потерь мощности в схеме, оптимальная величина емкости Сд2 находится в диапазоне от 2 до 3 нФ. При заданной величине демпфирующей емкости потери мощности в транзисторе составляют 32 Вт, а общие потери в схеме - 220 Вт.
РУТ1, Вт
50 40 30 20 10 0
—■— Потери при включении VII — Потери при выключении VII —■—Суммарные потери в VII —■—Статические потери в VII
а)
0,01
0,1
10 СД2, нФ
Рут1, Вт 250 ■
200 150 100 50 0
—■—Общие потери в схеме с ДДЦ№3
— • — Потери в Рд1
б)
0,01
0,1
10
Сд2, нФ
Рисунок 3.13 - Зависимость потерь мощности в схеме с ДДЦ №3 от величины демпферной емкости Сд2, при f = 75 кГц, Ьд1 = 2 мкГн, Яд1 = 3 Ом, Яд2 = 80 Ом, Рвых = 10 кВт.
Результаты моделирования показывают, что ДДЦ №3 позволяет обеспечить режим мягкой коммутации транзистора и многократно снизить динамические потери в транзисторе УТ1. Несмотря на это, ДДЦ №3 не позволяет повысить КПД схемы. Как и в двух предыдущих ДЦ, КПД схемы при максимальной частоте коммутации транзистора составляет 97,8 %.
Диссипативная демпфирующая цепь №4 (ДДЦ №4). Модель схемы с ДДЦ №4, представленная на рис. 3.14. Данная модель разработана на основе схемы, изображенной на рис. 2.26.в. Энергия, запасаемая в демпферных элементах (Ьд1 и Сд1), рассеивается на сопротивление Яд1.
В процессе моделирования схемы изменялась величина демпфирующей емкости Сд1. Индуктивность дросселя Ьд1 составляла 2 мкГн, а сопротивление резистора Яд1 - 3 Ом. На рис. 3.15 приведены зависимости потерь мощности в транзисторе УТ1, резисторе Яд1, а также общих потерь мощности в схеме от величины демпферной емкости Сд1. Полученные характеристики практически повторяют те, что были получены при моделировании ДДЦ №3. Однако стоит отметить, что в схеме с ДДЦ №4 динамические потери большие, чем в схеме с
ДДЦ №3.
1
1
Рисунок 3.14 - Модель схемы с ДДЦ №4 в программном пакете LTspice.
Рут1, В т 50
40
30
20
а)
10
0,01
б)
Р, Е5т 250
200
150
100
50
0
0,01
—■— Потери при включении — •■— Потери при выключении —■— Суммарные потери в —Статические потери в VT1
0,1
0,1
(а)
10 Сд1, нФ
■ Общие потери в схеме с ДДЦ№4
• Потери в
10 Сд1, нФ
(б)
Рисунок 3.15 - Зависимость потерь мощности в схеме с ДДЦ №4 от величины демпферной емкости Сд1, при/ = 75 кГц, Ьд1 = 2 мкГн, Яд1 = 3 Ом, Рвых = 10 кВт.
Увеличение потерь на включение обусловлено разрядом демпферной емкости Сд1. Емкость разрежается в цепи Сд1-Яд1-Ьд1-УТ1 при включении УТ1. В результате увеличивается нагрузка на транзистор УТ1.
Результаты моделирования показали, что мощность, рассеиваемая на резисторе Яд1 в ДДЦ №4, равняется суммарной мощности, рассеиваемой на резисторах Яд1 и Яд2 в ДДЦ №3.
0
1
1
Схемы ДДЦ №3 и ДДЦ №4 имеют одинаковые общие потери (см. рис. 3.13.6, рис. 3.15.6). На рис. 3.16 приведена зависимость КПД схемы ДДЦ №4 от величины демпферной емкости Сд1. Максимальный КПД схемы (97,8 %) обеспечивается при Сд1 = 2 — 3 нФ.
Результаты моделирования схемы с ДДЦ №4 еще раз подтверждают утверждение о том, что ДДЦ позволяют обеспечить режим мягкой коммутации транзисторов, сократить динамические потери в транзисторе, но приводят к увеличению общих потерь мощности в схеме. Далее перейдем к рассмотрению рекуперативных демпфирующих цепей, позволяющих увеличить КПД схемы.
Рисунок 3.16 - Зависимость КПД схем с ДДЦ №4 от емкости Сд1, при/ = 75 кГц, Ьд1 = 2
мкГн, Ьд1 = 3 Ом, Рвых = 10 кВт.
3.1.2 Рекуперативные демпфирующие цепи основного транзистора
Рекуперативная демпфирующая цепь №1 (РДЦ №1). В данном разделе проведено моделирование рекуперативных демпфирующих цепей. На рис. 3.17 приведена модель схемы с РДЦ №1, разработанной на основе схемы, приведенной на рис. 2.27.а. В представленной схеме энергия, запасаемая в демпферных элементах (£д1 и Сд1), передается в нагрузку.
Рисунок 3.17 - Модель РДЦ № 1.
При выборе оптимальной величины демпферной емкости Сд1, ограничивающей скорость роста напряжения на транзисторе, необходимо учитывать величину запасаемой в нем энергии и уровень динамических потерь при выключении УТ1. На рис. 3.18.а приведена зависимость
потерь мощности при выключении VT1 от величины демпферной емкости Сд1. Данная зависимость показывает, что при увеличении Сд1 от 0 до 5 нФ потери при выключении в транзисторе уменьшаются приблизительно в 10 раз. Далее они уменьшаются слабо, хотя увеличение демпферной емкости влечет за собой пропорциональное увеличение запасаемой в ней энергии.
При выборе величины демпферного дросселя Ьд1 учитывалась амплитуда первоначального выброса тока в транзисторе VT1, обусловленного восстановлением запирающих свойств обратного диода VD1. На рис. 3.18.б. приведена зависимость амплитуды выброса тока в дросселе Ьд1 от его индуктивности, при рабочем токе транзистора 45 А. Для ограничения выброса тока на уровне более 25 %, относительно величины рабочего тока, необходимо использовать дроссель с индуктивностью не менее 2 мкГн.
^УТ1выкд, Вт 20
15
10
5
0
^УТ1шах, А 100
90 ■
80 ■
70 ■
60 ■
50
40 ■
0,3
Сдх, нф
0,1
L 1, мкГн
(а)
(б)
Рисунок 3.18 - а. Зависимость потерь мощности при выключении УТ1 от Сд1, при/ = 75 кГц; б. Зависимость амплитуды первоначального выброса тока в транзисторе УТ1 от Ьд1.
Рекуперация энергии из демпферных элементов (Сд1 и Ьд1) в нагрузку осуществляется через диод УОд2. На рис. 3.19. приведена эпюра импульса рекуперационного тока, протекающего через диод УБд2, когда УТ1 выключен. На заданном интервале ток УОд2 равняется току дросселя Ьд1. Как показано на эпюре, в течение первых 300 нс происходит быстрый спад тока. Этот интервал времени соответствует полному разряду емкости Сд2 в нагрузку. После того, как напряжение на Сд2 уменьшается до нуля, спадает скорость снижения тока в УОд2. В том случае, если ток в защитном дросселе Ьд1 не успевает прекратиться за время паузы работы транзистора, существенно снижается эффективность работы ДЦ.
3
1
2 4 6 8 г, мкс
Рисунок 3.19 - Импульс рекуперационного тока, протекающего через диод УЕ д2, при/= 75 кГц, Ьд1 = 2 мкГн, Сд1 = 5 нФ, Ь^ = 5 нФ, Е = 330 В, Е = 45 А.
Р
УТ1,
В т Р, Вт п
120 - 1 г н -н н- —1
80 1 60 ■ 100 у •
1 V 80 1 А < г< > <
1 \ кп -60 \ 1< * {
40 - ч л 1 ч
ч н 1 40 —' > "1 ■■ 1 1 -1
1», — -< 20 /
0 -1- —. 0
0,5
1
1,5
Дд1, О м
0,5
1
1,5
Дд1, Ом
а)
■ Общие потери мощности в VII Потери на выключении VII —♦— Потери на выключении VII —■—Статические потери в VII
б)
• Потери мощности в УТ1 Потери мощности в Ид1 ■ Суммарные потери в схеме
Рисунок 3.20 - а. Зависимость потерь мощности в транзисторе УТ1 от сопротивления Яд1; б. Зависимость потерь мощности в схеме от сопротивления Яд1, при/ = 75 кГц, Ьд1 = 2 мкГн,
Сд1 = 5 нФ, Сд2 = 5 нФ, Рвых = 10 кВт.
Для увеличения скорости спада тока в схему добавлен дополнительный резистор Яд1, подключенный последовательно с диодом УЕд2. На рис. 3.19. показано, как величина сопротивления Яд1 влияет на форму рекуперационного импульса тока, протекающего через
На рис. 3.20.а. приведена зависимость потерь мощности в транзисторе от величины дополнительного сопротивления Яд1. При увеличении Яд1 от 0 до 1 Ом потери при включении УТ1 снижаются более чем в 10 раз, а общие потери в транзисторе - в 2 раза. Увеличение сопротивления Яд1 приводит к увеличению рассеиваемой на нем мощности. В результате увеличиваются суммарные потери мощности в схеме, как показано на рис. 3.20.б. Это связано с тем, что значительная часть энергии, запасаемой в демпферном дросселе, рассеивается на Яд1, а
0
0
не передается в нагрузку. Суммарные потери мощности в схеме достигают уровня 150 Вт, при Лд1 = 1 Ом.
На рис. 3.21 приведена зависимость потерь мощности в схеме от величины емкости Сд2. Данная зависимость показывает, что при увеличении емкости Сд1 от 5 до 20 нФ, мощность, рассеиваемая на резисторе Яд1, снижается на 35 %, а общие потери мощности в схеме - на 23 %. Это связано с увеличением доли энергии, передаваемой в нагрузку.
P, Вт 125 100 75 50 25 0
1 Мощность рассеиваемая на
Кд1
Потери мощности в УТ1 • Суммарные потери в схеме
Сд2,иФ
5 15 25
Рисунок 3.21- Зависимость потерь мощности в схеме от Сд2, при / = 75 кГц, Ьд1 = 2 мкГн, СД1 = 5 нФ, Яд1 = 1 Ом, Е = 330 В, Рвых = 10 кВт.
Дело в том, что значительная часть энергии, запасаемой в демпферном дросселе Ьд1, переходит в нагрузку в течение короткого промежутка времени после выключения транзистора УТ1. В течение этого интервала происходит быстрый спад тока, протекающего в дросселе Ьд1 и диоде УОд2, как показано на эпюре на рис. 3.19. Длительность данного интервала определяется временем разряда емкости Сд2 в нагрузку. Увеличение емкости Сд2 приводит к тому, что ток в дросселе Ьд1 на начальном интервале успевает упасть до меньшего значения. В результате снижается мощность, рассеиваемая на резисторе Яд2, и общие потери в схеме, как показано на рис. 3.21.
Таким образом, РДЦ № 1 позволяет снизить потери в транзисторе до 35 Вт, а суммарные потери мощности в схеме составляют 115 Вт. КПД схемы при частоте формирования импульсов 75 кГц и выходной мощности 10 кВт составляет 98,9 %.
КПД схемы с РДЦ № 1 при максимальной частоте коммутации транзистора на 1,1 % выше, чем в рассмотренных схемах с ДДЦ, и на 0,2 % ниже, чем в схеме без ДЦ.
Рекуперативная демпфирующая цепь №2 (РДЦ №2). На рис. 3.22. приведена модель схемы с РДЦ №2, разработанной на основе схемы, изображенной на рис. 2.25.б. Формирование траектории движения рабочей точки при включении УТ1 осуществляется с помощью последовательного демпферного дросселя Ьд1.
Рисунок 3.22 - Модель схемы с РДЦ №2.
При выключения УТ1 вся энергия, накопленная в демпферном дросселе Ьд1, переходит в конденсатор Сд1. Он должен обладать достаточной емкостью, чтобы предотвратить превышение максимального допустимого напряжения на УТ1. Поэтому для безопасной работы ДЦ необходимо выполнение следующего условия:
Ьп1 А2;
сп1 >
Ьд1 ' VTi max
(3.4)
1 ( ^VTi max - Ю 2 '
где t/VT 1 m ax= 600 В - максимальное допустимое напряжение транзистора VT1 [72]; Е = 330 В - напряжение ИП; /VT 1 m ax IVT 1 m ax = 45 А - величина тока, протекающего в транзисторе при его выключении. Исходя из заданных параметров, величина емкости Сд1 должна быть больше 150 нФ. В этом случае максимальное напряжение на емкости Сд1 будет равняться 170 В, а максимальное напряжение на VJ1 составит 500 В.
При включении VI1 происходит перезарядка емкостей Сд1 и Сд2 через цепь Сд1^Вд2-Ьд2-Q2-VTb Напряжение на емкости С1 меняется по закону:
h
Т7 г.л -Ьд2тах , ..
УсдЛО =--^COS^t),
Ш 1С к
(3.5)
где о ! = 1 /-/¿Тек - собственная резонансная частота контура, образованного элементами демпфера ЬД2, СД1 и СД2; С^ = СдТСд2/ ( Сд 1 + Сд2) С Х = С Т С 2/ ( С Т+С 2) -результирующая емкость последовательного колебательного контура; I ах- максимальный ток перезарядки.
Если емкости Сд1 и Сд2 будут иметь равную величину, напряжение на Сд2 в конце перезарядки будет соответствовать напряжению на Сд1 до включения УТ1, а С^ = Сд Т/2.
Диод УВд2 не позволяет току в контуре совершить полный период колебания, поэтому импульс перезаряда имеет форму полусинусоиды. Для полного завершения процесса перезарядки емкостей длительность импульса не должна превышать времени включенного состояния УТ1. В противном случае Сд1 разрядится не полностью и снизится эффективность работы ДЦ. Исходя из этого условия, индуктивность дросселя Ьд2 должна удовлетворять соотношение:
¿Л2<
2t
ONmin
П2 С,
(3.6)
д1
где £оыт1п = 5 мкс - минимальное время включенного состояния транзистора УТ\, согласно алгоритму управления ФБИ.
Разряд емкости Сд2 происходит при последующем выключении транзистора УТ1 через диод УОдз. Вся накопленная в емкости Сд2 энергия передается в источник постоянного тока 11, т.е. нагрузку. На рис. 3.23 приведены эпюры тока и напряжения, поясняющие принцип действия РДЦ №2.
Рисунок 3.23 - Эпюра тока и напряжения в схеме с РДЦ №2, при f = 75 кГц, Ьд1 = 2 мкГн, Сдз = 1 нФ, Яд1 = 10 Ом, Сд1 = 150 нФ, Сд2 = 150 нФ, ЬД2 = 30 мкГн, Рвых = 10 кВт.
Были обнаружены паразитные колебания напряжения на дросселе Ьд1, которые удалось предотвратить с помощью дополнительной цепи, состоящей из емкости Сд3 = 1 нФ и резистора Яд1 = 10 Ом.
В процессе моделирования изменялась индуктивность демпферного дросселя Ьд1. На рис. 3.24 приведены зависимости потерь мощности в схеме от индуктивности демпферного дросселя Ьд1.
Существенное снижение потерь в транзисторе и суммарных потерь мощности в схеме наблюдается при увеличении индуктивности дросселя Ьд1 от 0.01 до 0.2 мкГн. Как показано на рис. 3.24, уменьшение суммарных потерь обусловлено снижением потерь при включении транзистора. Однако при этом происходит увеличение мощности, рассеиваемой на дополнительном сопротивлении Яд1 (см. рис. 3.24.б).
Рисунок 3.24 - Зависимость потерь мощности в схеме c РДЦ №2 от величины демпферного дросселя Ьд1: а. Потери мощности в транзисторе VT\, б. Суммарные потери мощности в схеме, транзисторе VT1 и резисторе Яд1, при f = 75 кГц, Сд3 = 1 нФ, Яд1 = 10 Ом, Сд1 = 150 нФ, Сд2 = 150 нФ, Ьд1 = 30 мкГн, Рвых = 10 кВт.
Кроме того, увеличение Ьд1 приводит к снижению потерь при выключении транзистора VT1. Как показано на рис. 3.24.а, при увеличении Ьд1, потери в VT1 при выключении снижаются на несколько ватт.
Данный эффект связан с уменьшением напряжения на транзисторе VT1 при его выключении. Напряжение становится меньше за счет того, что в момент выключения транзистора емкость Сд2 находится в заряженном состоянии. Соответственно, к транзистору VT1 прикладывается разница между напряжением питания E = 330 В и напряжением емкости Сд2. По мере увеличения Ьд1 растет количество запасаемой в ней энергии, что, в свою очередь, приводит к увеличению напряжения на Сд2. Представленные на рис. 3.25 эпюры демонстрируют переходный процесс на транзисторе в момент его выключения при индуктивности демпферного дросселя 0.1 и 2 мкГн. При Ьд1 = 2 мкГн и Сд2 = 150 нФ максимальное напряжение емкости Сд2 достигает 170 В. Следовательно, напряжение на VT1 при его выключении снижается до 160 В. Импульсная мощность, выделяемая на транзисторе во
время его выключения, снижается с 11 до 6 кВт, а потери при выключении уменьшаются приблизительно на два раза.
Таким образом, РДЦ №2 может использоваться не только для обеспечения мягкого включения транзистора VT1, как утверждалось ранее, но и для формирования траектории выключения транзистора.
Несмотря на то, что часть запасаемой в демпферном дросселе Ьд1 энергии все же рассеивается на дополнительном резисторе Яд1, который предотвращает паразитные колебания, РДЦ №2 позволяет снизить динамические потери в транзисторе в 10 раз, суммарные потери в транзисторе - в 3 раза и уменьшить общие потери в схеме в два раза. В результате КПД схемы при максимальной частоте коммутации транзистора составляет 99.2 %.
0 50 100 150 200 250 /, не 0 50 100 150 200 250 t, не
(а) Ьд1 = 0.1 мкГн (б) Ьд1 = 2 мкГн
Рисунок 3.25 - Эпюры тока, напряжения и мощности на транзисторе УТ1 в момент его
выключения.
Рекуперативная демпфирующая цепь №3 (РДЦ №3). РДЦ №3 является расширенной модификацией РДЦ №2. В РДЦ №2 добавлена ДЦ, изображенная на рис. 2.21 .б. РДЦ №3 позволяет минимизировать динамические потери при выключении транзистора УТ1 относительно предыдущего варианта.
На рис. 3.26 представлена модель схемы с РДЦ №3. Часть схемы, обеспечивающая мягкое включение транзистора, описана в предыдущем пункте. В данном разделе рассматриваются особенности работы РДЦ, предназначенной для обеспечения мягкого выключения транзистора УТ1.
Рисунок 3.26 - Модель схемы с РДЦ №3.
Формирование траектории движения рабочей точки при выключении УТ1 происходит с помощью демпферной емкости Сд4, ограничивающей скорость роста напряжения. Энергия передается из демпферной емкости Сд4 в нагрузку по такому же принципу, что и в РДЦ №2. При включении транзистора УТ1 происходит перезарядка емкостей Сд4 и Сд5 по цепи Сд4-УОд5-£дз- Сд5-УТь Амплитуда импульса перезарядки ограничивается дросселем Ьд3. Диод УОд5 не позволяет току в контуре совершить полный период колебания, поэтому импульс перезаряда имеет форму полусинусоиды.
Если в конце импульса перезарядки емкость Сд4 разрядится не полностью, произойдет снижение эффективности работы ДЦ Чтобы демпферная емкость Сд4 в процессе рекуперации полностью разрядилась, необходимо выполнить два условия. Во-первых, емкость конденсатора Сд4 не должна быть больше емкости конденсатора Сд5. Во-вторых, при выборе дросселя должно выполняться следующее условие:
¿дз<
С,
0№шп
(Сд4 + Сд5)
7Г С „А С-
(3.7)
Д4 Д5
где £оыт1п = 5 мкс - минимальное время включенного состояния транзистора VТ1, согласно алгоритму управления ФБИ. Т.е. длительность импульса перезарядки не должна превышать минимальной длительности импульса управления транзистора УТ1.
В процессе моделирования был произведен поиск оптимальной величины демпферной емкости Сд4. Исследование проводилось в диапазоне от 0.1 до 15 нФ. На рис. 3.27 приведены эпюры переходных процессов, протекающих на транзисторе УТ1 во время его выключения при различных Сд4. Эпюра наглядно демонстрирует, как изменяется импульсная мощность, выделяемая на транзисторе в процессе коммутации, при увеличении демпферной емкости Сд4.
0 60 120 180 240 t, КС 0 60 120 180 240 t, не
(а) Сд4 = 100 пФ (б) Сд4 = 5 нФ
Рисунок 3.27 - Эпюры переходного процесса на транзисторе VT1 в момент его выключения при Ьд3 = 700 мкГн, Сд4 = Сд5, Рвых = 10 кВт.
При увеличении Сд4 от 0.1 до 5 нФ время роста напряжения на транзисторе увеличивается с 10 до 50 нс. В результате амплитуда импульса мощности, выделяемого на транзисторе, уменьшается приблизительно в пять раз.
На рис. 3.28.а приведена зависимость динамических потерь в транзисторе VT1 от емкости демпферного конденсатора Сд4. При увеличении Сд4 от 0.1 до 10 нФ потери при выключении VT1 снижаются в 5 раз. Дальнейшее увеличение емкости не приводит к существенному снижению потерь при выключении. Снижение потерь при выключении транзистора в диапазоне от 0.1 до 3 нФ сопровождается небольшим ростом потерь при включении. Данный эффект обусловлен зарядкой паразитной емкости диода VD^ при включении транзистора.
На рис. 3.28.б приведена зависимость статических потерь мощности в транзисторе и общих потерь мощности в схеме от Сд4. Увеличение емкости Сд4 приводит к росту статических потерь мощности в VT1. Поскольку перезарядка емкостей Сд4 и Сд5 осуществляется через транзистор VT1, по мере увеличения демпферной емкости увеличивается средний ток транзистора. В результате увеличиваются статические потери в нем.
На рис. 3.29 приведена зависимость суммарных потерь мощности в схеме с РДЦ №3 от емкости демпферного конденсатора Сд4. Минимальные потери мощности 70 Вт в схеме обеспечиваются при Сд4 = 10 нФ. Из-за увеличения статических потерь мощности в транзисторе и потерь в элементах ДЦ, обеспечивающих рекуперацию энергии, использование Сд4 > 10 нФ отрицательно скажется на энергоэффективности ФВИ.
РУТ1, Вт
Рул, Вт
6 5 4 3 2 1 0
_|—1—1—1—1—1—1—1—1—
—■— При включении —При выключении
1
*
Л
и\ 1
я1
ц
ч
"1 к
ч
10
Сд4, нФ
(а)
42 40 38 36 34 32 30
—■— Суммарные потери в УТ1
— ■-С тати 1чес кие пот ери в V 11
1
10
Сд4ИФ
(б)
Рисунок 3.28 - Зависимость потерь мощности в транзисторе УТ1 от емкости демпферного конденсатора Сд4, при / = 15 кГц, Ьд3 = 700 мкГн, Сд4 = Сд5, Рвых = 10 кВт: а) Динамические потери; б) Статические и суммарные потери мощности.
0
5
0
5
Рут1, Вт -
73 -
-V
71 " ^
69 -I---
0 5 10 Сд4, нФ
Рисунок 3.29 - Зависимость суммарных потерь мощности в схеме от емкости
демпферного конденсатора.
К недостаткам РДЦ №3 можно отнести большое количество элементов, входящих в её состав. Несмотря на то, что РДЦ №3 не позволяет существенно повысить КПД схемы, относительно РДЦ №2, она обеспечивает минимальные потери при выключении транзистора. Следовательно, повышает надежность работы транзистора в режиме повышенной частоты.
Сравнительный анализ энергоэффективности применения демпфирующих цепей. На основе результатов моделирования необходимо произвести сравнительный анализ ДЦ, который позволит выбрать наиболее подходящий вариант для использования в ФБИ. Поскольку большинство из рассмотренных ДЦ обеспечивают режим мягкой коммутации транзистора, основным критерием выбора является энергоэффективность их применения. Для этого воспользуемся следующими расчетными параметрами: общие потери мощности в транзисторе, суммарные потери мощности в схеме и КПД схемы при максимальной выходной мощности и
\
частоте коммутации транзистора. На рис. 3.30 приведена сравнительная диаграмма, на которой отображены основные параметры.
Рисунок 3.30 - Потери мощности и КПД схем с различными ДЦ, при / = 75 кГц,
Рвых = 10 кВт.
На диаграмме видно, что все рассмотренные ДЦ позволяют существенно снизить потери мощности в транзисторе УТ1. Минимальные потери в транзисторе обеспечивает ДДЦ №3. Однако диссипативные цепи снижают КПД схемы относительно режима жесткой коммутации транзистора (без ДЦ) Если учитывать суммарные потери мощности в схеме, наиболее оптимальным вариантом является РДЦ №3, обеспечивающая самый высокий КПД из рассмотренных ДЦ Таким образом, выбор ДЦ для обеспечения мягкой коммутации транзистора УТ1 ФБИ сделан в пользу последней.
3.1.3 Демпфирующие цепи транзистора, формирующего положительные импульсы
Для исследования ДЦ, обеспечивающих мягкую коммутацию транзистора УТ2 в ФБИ, были разработаны компьютерные модели схем, изображенных на рис. 2.29. Модели включают в себя элементы, влияющие на процесс переключения транзистора УТ2. На рис.31 изображена схема ДЦ №1.
Модель основана на схеме, изображенной на рис. 2.29.а. Она включает в себя источник постоянного напряжения Е (330 В), полевые транзисторы УТ1 и УТ2 (8ТУ112К65М5), диоды У01, УБ2 и УОз (8ТТИ8006), магнитосвязанные дроссели Ь1 и Ь2 (1.8 мГн и 165 мкГн), сопротивление Я1, ЮВТ транзистор УТ3 (IRF4PF50WD) и нагрузку Ян. Емкости Сд1 и Сд2 являются демпфирующими элементами, ограничивающими скорость роста напряжения на транзисторе УТ2.
Рисунок 3.31 - Модель схемы с ДЦ №1, задающей траекторию выключения транзистора УТ2.
Для управления транзисторами используются генераторы управляющих импульсов 01, 02 и 03. Генераторы формируют импульсы управления согласно алгоритму управления ФБИ. Частота коммутации транзисторов составляет 75 кГц. Длительность импульсов управления транзистора УТ2 составляет 4 мкс, транзистора УТ1 - 9 мкс. Задержка между включением УТ1 и УТ2 составляет 5 мкс. Средняя мощность, передаваемая в нагрузку, составляет 10 кВт.
На рис.32. приведены зависимости динамических и общих потерь в УТ2 от величины демпферной емкости Сд1.
PVT2, Вт 100
80
60
40
20
0
/
■ ■■■♦■■■ Потери при выключении УТ1
■ Суммарные потери мощности в УТ1 — Потери при включении УТ1
0,01
0,1
10
СдЪ нФ
Рисунок 3.32 - Зависимость потерь мощности в транзисторе УТ2 от емкости Сд1 в схеме с ДЦ №1 при Я1 = 50 Ом, Сд2 = 10 пФ, Ян = 7.3 Ом.
При увеличении Сд1 происходит значительное снижение потерь при выключении транзистора. Следовательно, демпферная емкость Сд1 снижает скорость роста напряжения на УТ2. Снижение потерь при выключении транзистора сопровождается увеличением потерь при его включении. Дело в том, что в первоначальный момент после включения транзистора УТ2 происходит восстановление запирающих свойств диода УП3. При этом демпферная емкость Сд1
1
разряжается через диод УОз и транзистор УТ2, формируя всплеск тока в транзисторе. В результате увеличивается нагрузка на транзистор при его включении.
Минимальные потери мощности в УТ2 составляют приблизительно 61 Вт при Сд1 = 1 -н2 нФ. При Сд1 > 5 нФ суммарные потери в транзисторе УТ2 становятся больше, чем в режиме жесткой коммутации.
Изменение емкости конденсатора Сд2 в диапазоне от 0 до 20 нФ не повлияло на величину потерь мощности в транзисторе УТ2.
На рис. 3.33 приведена модель схемы с ДЦ №2, разработанной на основе схемы, изображенной на рис. 2.29.б. Траектория движения рабочей точки УТ2 во время его выключения формируется с помощью демпферной емкости Сд1.
Рисунок 3.33 - Модель схемы с ДЦ №2 транзистора УТ2.
На рис. 3.34 приведена зависимость потерь мощности в транзисторе УТ2 от демпфирующей емкости Сд1 при максимальной частоте коммутации транзистора. При увеличении демпферной емкости Сд1 от 0 до 10 нФ потери мощности при выключении транзистора УТ2 уменьшаются в 10 раз. Потери мощности при включении не изменяются. В результате суммарные потери мощности в УТ2 уменьшаются в два раза.
УТ2:
Вт 60
50
40
30
20
10
0
V
—Потери при выключении —А- — Потери при включении —■— Суммарные потери в УТ1
Сд° нФ
0 5 10 15
Рисунок 3.34 - Зависимость потерь мощности в транзисторе УТ2 от демпферной емкости Сд1.
Как показано на рис. 3.35, увеличение Сд1 приводит к росту потерь на резисторе Я1, который ограничивает выходной положительный ток ФБИ. Следовательно, оптимальная величина демпферной емкости Сд1 должна выбираться, исходя из баланса потерь в транзисторе и ограничительном сопротивлении. Суммарные потери в транзисторе УТ2 и резисторе Я1 принимают минимальное значение (90 Вт) при Сд1 = 2^3 нФ.
Р, 13т ■ 160 140 120 100 80 60 40 20 0
1
Обратите внимание, представленные выше научные тексты размещены для ознакомления и получены посредством распознавания оригинальных текстов диссертаций (OCR). В связи с чем, в них могут содержаться ошибки, связанные с несовершенством алгоритмов распознавания. В PDF файлах диссертаций и авторефератов, которые мы доставляем, подобных ошибок нет.