Энергоэффективные устройства и системы силовой электроники на основе структур с переключаемыми конденсаторами тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.09.12, доктор наук Зотов Леонид Григорьевич

• Зотов Леонид Григорьевич
• доктор наук
• 2018

Оглавление диссертации доктор наук Зотов Леонид Григорьевич

Введение

Глава 1. Принципы построения полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения на основе СПК

1.1 Преобразователи с переключаемыми конденсаторами

1.2 Преобразователи с переключающимися конденсаторами

1.3 Преобразователи с мягкой коммутацией

1.4 Выводы

Глава 2. Нерегулируемые полупроводниковые преобразователи постоянного напряжения на основе резонансных СПК

2.1 Концепция построения полупроводниковых ППН (РСПК) . . . 43 2.2. Многотактные повышающие ППН (РСПК)

2.2.1 Принципы построения и анализ функционирования

2.2.2 Анализ электрических процессов в многотактных повышающих ППН(РСПК)

2.2.3 Анализ влияния количества ПМ на массогабаритные показатели многотактного повышающего ППН (РСПК)

2.3 Квазирезонансные повышающие ППН (СПК)

2.4 Понижающие ППН (РСПК)

2.4.1 Принцип построения и анализ функционирования понижающих ППН (РСПК)

2.4.2 Анализ электрических процессов в многотактных понижающих ППН (РСПК)

2.5 Двунаправленные ППН (РСПК)

2.6 Многотактные ППН (РСПК) с выходным напряжением отрицательной полярности

2.7 Повышающие каскадные ППН (РСПК)

2.8 Понижающие каскадные ППН (РСПК)

2.9 Частотный метод КФС спектрального анализа входного и выходного тока многотактных ППН (РСПК)

2.9.1 Спектральный анализ входного и выходного тока многотактного повышающего ППН (РСПК)

2.9.2 Спектральный анализ входного и выходного тока многотактного понижающего ППН (РСПК)

2.10 Выводы

Глава 3. Многоуровневые регуляторы постоянного напряжения

на основе СПК

3.1 Введение. Концепция построения МРПН (СПК)

3.2 Ступенчатые МРПН (СПК)

3.3 Повышающие квазирезонансные МРПН (СПК)

3.3.1 Повышающие однотактные квазирезонансные МРПН (СПК)

3.3.2 Повышающие двухтактные квазирезонансные МРПН (СПК)

3.4 Двунаправленные квазирезонансные МРПН (СПК)

3.5 Каскадные квазирезонансные РПН (СПК)

3.6 МРПН (РСПК) с секционированным источником

3.6.1 Двунаправленные двухуровневые РПН (СИ)

3.6.2 Двунаправленные трехуровневые РПН (СИ)

3.6.3 Минимизация коэффициента гармоник входного и выходного

тока трехуровневого РПН (СИ)

3.6.4 Работа трехуровневого РПН (СИ) в режиме рекуперации

3.6.5 Трехуровневые РПН (СИ) со средней точкой

3.7 Понижающие МРПН (РСПК) с секционированным источником

3.8 Выводы .. .. . . .. . .. . . . . . . . . . 216 Глава 4. Многоуровневые системы электроснабжения постоянного тока

на основе управляемых РСПК

4.1 Введение. Концепция построения и функционирования МСЭПТ

4.2 Повышающие двухуровневые СЭПТ

4.3 Повышающие трехуровневые СЭПТ

4.4 Минимизация коэффициента гармоник входного и выходного тока повышающей двухуровневой СЭПТ

4.5 Минимизация коэффициента гармоник входного тока трехуровневой СЭПТ

4.6 Понижающие МСЭПТ

4.7 Выводы

Глава 5. Многоуровневые системы обмена электрической энергией постоянного тока на основе РСПК

5.1 Введение

5.2 Двухуровневые СОЭ

5.3 Анализ электрических процессов в силовой цепи ДПМ двухуровневой СОЭ

5.4 Многотактные двухуровневые СОЭ

5.5 Трехуровневые СОЭ

5.6 Инженерный метод расчета входных и выходных токов СОЭ

5.7 Регулируемые СОЭ

5.7.1 Регулируемые СОЭ на основе АИМ

5.7.2 Регулируемые СОЭ на основе ШИМ

5.8 Выводы

Глава 6. Многоуровневые автономные инверторы напряжения и усилители звуковых сигналов на основе управляемых СПК

6.1 Принципы построения АИН с ШИМ управлением

6.2 АИН - усилитель мощности класса В и ВО

6.3 Трехуровневый АИН - усилитель мощности класса ВО

с вольт добавкой

6.4 Инверторные системы энергоснабжения автономных объектов

с распределенной нагрузкой

6.5 Трехуровневый УЗС класса ВО с вольтдобавкой

6.6 Выводы

Глава 7. Электронные сетевые трансформаторы на основе СПК

7.1 Введение

7.2 Нерегулируемые резонансные ЭСТ

7.2.1 Нерегулируемые однотактные ЭСТ

7.2.2 Нерегулируемые многотактные ЭСТ

7.2.3 Нерегулируемые каскадные ЭСТ

7.3 Регулируемые квазирезонансные ЭСТ

7.3.1 Однотактные регулируемые ЭСТ

7.3.2 Многотактные регулируемые ЭСТ

7.4 Регулируемые каскадные ЭСТ

7.4.1 Регулируемые однотактные каскадные ЭСТ

7.4.2 Регулируемые многотактные каскадные ЭСТ

7.5 Выводы

Заключение

Список сокращений

Список литературы

Приложение

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Энергоэффективные устройства и системы силовой электроники на основе структур с переключаемыми конденсаторами»

Введение

Актуальность темы исследования. Прогресс в решении научно-технической проблемы комплексного улучшения энергетических и массогаба-ритных показателей автономных устройств и систем силовой электроники (СЭ), может быть, достигнут применением новых принципов преобразования электрической энергии, обеспечивающих широкое внедрение современных методов интегральной технологии.

Перспективным направлением решения данной задачи является применение полупроводниковых преобразователей постоянного и переменного напряжения (ППН) на основе резонансных структур с переключаемыми конденсаторами (РСПК), представляющих собой мягко коммутируемый колебательный контур с изменяющейся структурой.

Актуальность исследования и применения ППН(РСПК) в автономных устройствах и системах СЭ вытекает из перспектив их построения по многотактному принципу, обеспечивающему ряд синергетических (сверх суммарных) эффектов по комплексному улучшению энергетических и массогабаритных показателей.

- Первый эффект заключается в увеличении КПД и улучшении массогабарит-ных показателей преобразователя благодаря мягкой коммутации (МК) его полупроводниковых элементов (ПЭ). Эффект объясняется не только тем, что МК снижает динамические потери мощности в ПЭ, но и тем, что она улучшает их частотные свойства [86]. Результатом является увеличение частоты преобразования ППН(РСПК) - /п, обеспечивающее улучшение его массогабаритных показателей.

- Второй эффект возникает благодаря кусочно-синусоидальной форме импульсов входного и выходного тока каждого из к преобразовательных модулей (ПМ) в составе ППН(РСПК). Он проявляется в виде (2 • к) кратного разрежения спектра и четырехкратного снижения коэффициента гармоник его суммарного входного и выходного тока, а также в улучшении массогабаритных показателей за счет уменьшения величины емкости выходного сглаживающего конденсатора 2 • к раз.

- Третий эффект состоит в улучшении массогабаритных показателей много-тактного ППН(РСПК) за счет дополнительного увеличения его частоты преобразования ввиду снижения мощности применяемых ПЭ в к раз.

- Четвертый эффект заключается в создании условий для применения перспективной интегральной технологии при производстве многотактных ППН(РСПК), поскольку керамический конденсатор, является наиболее технологичным элементом современной электроники.

Значительный вклад в решение проблемы повышения энергоэффективности устройств и систем СЭ на основе СПК, улучшения их массогабаритных показателей внесли следующие отечественные и зарубежные ученые и специалисты: В.К. Аркадьев, Н.В. Баклин, Б..П. Терентьев, Б.С. Александрович, Л.М. Браслав-ский, А.М. Сажнев, В.Г. Кобылянский, Г.С. Зиновьев, А. Кушнеров, E. Marx, J.K.Dickson, G.B. Gunn, M. Kisco, I.M. Marzolf, M.D. Seeman, S.R.Sanders, F. Ueno, I. Oota, I. Xarada и Fang Zheng Peng.

Заметное влияние на формирование концепции построения регулируемых ППН(РСПК) оказали работы отечественных ученых А.В. Кобзева, Г.Я. Михаль-ченко, Н.М. Музыченко и американского исследователя Кука (Slobodan M. Cuk).

Предметной областью исследований диссертации являются следующие устройства и системы СЭ на основе РСПК:

1) Нерегулируемые повышающие и понижающие многотактные ППН. 2) Многоуровневые регуляторы постоянного напряжения (МРПН). 3) Многоуровневые системы электроснабжения постоянного тока (МСЭПТ) с управляемой структурой. 4) Многоуровневые системы обмена электрической энергией (МСОЭ) постоянного тока. 5) Автономные инверторы напряжения (АИН) и усилители звуковых сигналов (УЗС). 6) Нерегулируемые и регулируемые электронные силовые трансформаторы напряжения (ЭСТ) переменного тока.

Цель работы и задачи исследования: Цель диссертационной работы состоит в разработке и исследовании устройств и систем СЭ нового поколения на основе СПК, разработке комплексного метода решения проблемы повышения их энергоэффективности и улучшения массогабаритных показателей.

Поставленная цель достигнута решением следующих основных задач:

1. Разработка концепции построения ППН(РСПК), базирующейся на принципах временной и пространственной симметрии, обеспечивающей комплексное улучшение их энергетических и массогабаритных показателей, а также расширение функциональных возможностей;

2. Разработка семейства ПМ, предназначенных для работы в составе многотакт-ных повышающих, понижающих, разно полярных, каскадных и двунаправленных ППН(РСПК), обладающих свойством временной и пространственной симметрии;

3. Разработка алгоритмов распределения временных сдвигов в работе ПМ много-тактного ППН(РСПК), обеспечивающих значительное улучшение его энергетических и массогабаритных показателей;

4. Анализ электрических процессов в ППН(РСПК), позволяющий выявить основные физические закономерности функционирования и разработать методику расчета и выбора параметров элементов их силовой цепи (СЦ);

5. Разработка частотного метода комплексной функции состояния (КФС), позволяющего анализировать спектральный состав входного и выходного тока много-тактного ППН(РСПК) и физически обосновать пути улучшения его энергетических и массогабаритных показателей;

6. Разработка концепции построения многоуровневых СЭПТ(РСПК) и РПН(СПК) с управляемой структурой, обеспечивающей миниатюризацию за счет более полного использования установленной мощности их реактивных и полупроводниковых элементов и упрощения СЦ.

7. Разработка методов построения и анализ многоуровневых РПН, СЭПТ и СОЭ постоянного тока, а также АИН, УЗС и ЭСТ переменного тока на основе СПК.

8. Оценка влияния количества ПМ к в составе многотактного ППН(РСПК) на его массогабаритные показатели.

Методы исследований. Для решения поставленных задач применены: математические методы дифференциального и интегрального исчисления, теории конечных и бесконечных рядов, аппарата коммутационных и решетчатых функций, преобразования Фурье, общие положения теории симметрии, а также пря-

мые методы анализа энергетических показателей полупроводниковых преобразователей и средства имитационного компьютерного моделирования (ИКМ) в среде PSIM. Кроме того, использованы методы теории фильтров-прототипов нижних частот.

Научная новизна

1. Предложена концепция построения устройств и систем СЭ на основе РСПК, базирующаяся на принципах временной и пространственной симметрии, обеспечивающая комплексное улучшение их энергетических и массогабаритных показателей, а также расширение функциональных возможностей применения.

2. Введено количественное понятие порядка дискретной временной симметрии (ДВС) ППН(РСПК), увеличение которого ведет к комплексному улучшению энергетических и массогабаритных показателей устройств и систем СЭ на их основе.

3. Разработаны равномерный и равномерно-симметричный алгоритмы распределения временных сдвигов в работе ПМ многотактного ППН(РСПК), обеспечивающие существенное улучшение его энергетических и массогабаритных показателей за счет значительного роста величины порядка ДВС.

4. Разработан частотный метод комплексной функции состояния КФС, позволяющий анализировать спектральный состав входного и выходного тока много-тактного ППН(РСПК) и физически обосновать улучшение его энергетических и массогабаритных показателей при увеличении порядка ДВС.

5. Разработан обобщенный метод анализа СОЭ, базирующийся на исследовании влияния параметра затухания и добротности колебательных контуров ПМ на протекающие в ней электрические процессы. Это позволило выявить основные закономерности функционирования СОЭ, рассчитать параметры элементов СЦ и определить пути улучшения ее энергетических и массогабаритных показателей.

6. Разработана концепция построения многоуровневых СЭПТ(РСПК) и РПН (СПК) с управляемой структурой, обеспечивающая улучшение их массогабарит-ных показателей благодаря более полному использованию установленной мощности реактивных и полупроводниковых элементов, а также упрощению СЦ. В

СЭПТ она реализуется переключением индуктивно-конденсаторных цепочек (ИКЦ) от одного потребителя к другому в зависимости от величины потребляемой ими мощности, а в РПН регулированием коэффициента преобразования изменением их количества.

7. На основе управляемой РСПК разработан принцип построения многоуровневых широтно-импульсных АИН и УЗС, представляющих собой усилители мощности (УМ) - класса ВО с вольтдобавкой, обладающие повышенным КПД и уменьшенным уровнем нелинейных и интермодуляционных искажений.

8. Разработаны принципы построения малогабаритных нерегулируемых и регулируемых одно и трехфазных ЭСТ, осуществляющих непосредственное высокочастотное преобразование напряжения сети переменного тока с коэффициентом преобразования больше единицы.

Практическая значимость работы. На основе разработанной концепции симметрии синтезирован и исследован новый инновационный класс устройств и систем СЭ на основе СПК, обеспечивающих не только комплексное улучшение их энергетических и массогабаритных показателей, но и широкое внедрение современной интегральной технологии при их производстве. На защиту выносятся следующие положения.

1. Концепция построения ППН(РСПК), базирующаяся на принципе временной и пространственной симметрии, обеспечивающая комплексное улучшение энергетических и массогабаритных показателей, а также расширение их функциональных возможностей.

2. Равномерный и равномерно-симметричный алгоритмы распределения временных сдвигов в работе ПМ, обеспечивающие значительный рост порядка ДВС и связанное с ним комплексное улучшение энергетических и массогабаритных показателей многотактного ППН(РСПК).

3. Анализ и синтез повышающих, понижающих, каскадных, разнополярных и двунаправленных ППН(РСПК), удовлетворяющих требованиям временной и пространственной симметрии, обладающих повышенной энергоэффективностью и улучшенными массогабаритными показателями.

4. Частотный метод КФС, позволяющий анализировать спектральный состав токов ППН(РСПК) и физически обосновать пути улучшения его энергетических и массогабаритных показателей при увеличении порядка ДВС.

5. Обобщенный метод анализа СОЭ, базирующийся на исследовании влияния параметра затухания и добротности колебательных контуров ПМ на протекающие в ней электрические процессы, позволяющий выявить общие физические закономерности ее функционирования, указать пути повышения энергоэффективности, а также произвести расчёт параметров и выбор элементов СЦ.

6. Концепция построения многоуровневых СЭПТ(РСПК) и РПН (СПК) с управляемой структурой, обеспечивающая улучшение их массогабаритных показателей благодаря более полному использованию установленной мощности реактивных и полупроводниковых элементов, а также упрощению СЦ.

7. Принципы построения АИН и УЗС на основе управляемой СПК, реализующие их функционирование в режиме УМ класса ВО с вольтдобавкой, обеспечивающие увеличение КПД, уменьшение уровня нелинейных и интермодуляционных искажений, а также их работу в режиме рекуперации.

8. Принципы построения малогабаритных одно и трехфазных ЭСТ, осуществляющих непосредственное высокочастотное преобразование напряжения сети переменного тока с коэффициентом преобразования больше единицы.

Апробация работы. Основные положения и результаты диссертационной работы были доложены на 10 международных, 9 Всероссийских и региональных конференциях. На международном Салоне инноваций - Исследование развития технологий «MEDШNOVA 2011», проходившем в г. Касабланка (Марокко) работа автора «Автономная система электроснабжения жилых комплексов от солнечных модулей» была удостоена большой золотой медали.

Связь темы диссертации с научно-техническими программами. Работа выполнялась в рамках следующих государственных программ: 1. Государственному контракту № 13.G36.31.0010 от 22.10.2010 7. «Исследование, разработка и организация промышленного производства мехатрон-ных систем для энергосберегающих технологий двойного назначения».

2. Проекту № 2.1.2/3041 Гос. задания МОН РФ «Создание научных основ построения новых семейств энергосберегающих многозонных конверторов сетевого напряжения для электропривода и электроэнергетики» по программе АВЦП «Развитие научного потенциала ВШ» МОН РФ.

3. Проект № 8.1327.2014К Гос.задания МОН РФ. «Силовые электронные трансформаторы».

Результаты диссертации использованы:

1) В аппаратуре управления низковольтной системы подсветки фонтанных комплексов, разработанной по двум договорам субподряда.

2) В договорной научно-исследовательской работе «Разработка автономной системы энергоснабжения фонтана на основе СПК».

3) В системе диагностики аккумуляторных батарей путем идентификации зарядного тока ее аккумуляторов от низковольтного ИПТ.

4) В энергоэффективной системе электропитания цифровых телевизионных передатчиков стандарта DVB-T/T2 мощностью до 10 кВт серии «Полярис ТВЦ» и «Полярис ТВЦ Эко», обеспечивающей выполнение требований электромагнитной совместимости для радиоэлектронных средств.

5) В учебном процессе при постановке лабораторных работ по курсу «Основы радиоэлектроники и связи» на кафедре ТОР НГТУ в виде лабораторных стендов и методического пособия, а также по курсу «Электромагнитная совместимость устройств силовой электроники» на кафедре ЭЭ НГТУ в виде методического руководства к практическим занятиям.

Публикации. По теме диссертации опубликовано 80 печатных работ. Основные результаты диссертационного исследования опубликованы в 20 статьях центральных периодических журналов и рецензируемых изданий, рекомендованных ВАК РФ для публикации материалов диссертаций. Одна статья, имеет международный индекс цитирования Web of Science (Q1) - 1 квартиль, 3 статьи опубликованы в ведущем научном периодическом издании. Новизна технических решений, рассмотренных в диссертации, подтверждена получением 8 авторских

свидетельств и 9 патентов РФ на изобретения. 25 работ написано лично без участия соавторов.

Структура и объем диссертации. Диссертация состоит из введения, семи глав, заключения и содержит 400 страниц текста, 173 рисунков, 11 таблиц, список литературы из 158 наименований и приложения на 10 страницах.

Глава 1. Принципы построения полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения на основе СПК

1. 1 Преобразователи с переключаемыми конденсаторами

Для силовой электроники последних двух десятилетий характерно опережающее развитие повышающих и понижающих полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения в постоянное (ППН) на основе структур с переключаемыми конденсаторами (СПК) [1-4]. В качестве основной элементной базы таких преобразователей служат транзисторы, диоды и конденсаторы. ППН (СПК) для малых мощностей до сотни ватт обладают малыми габаритами и весом, низким уровнем электромагнитных помех, высокой удельной мощностью за счет использования при их реализации гибридно-интегральной технологии.

Подобные преобразователи используются в качестве вторичных источников питания (первичными источниками в этих случаях являются аккумуляторы) в автономных мобильных электронных устройствах, таких как сотовые телефоны, персональные цифровые помощники и тому подобные системы. Кроме того, способность таких ППН не только понижать, но и повышать напряжение позволяет применять их в системах автомобильной и бытовой электроники, а также в системах интернет - сервиса в телекоммуникации.

Первоначально ППН (СПК) были только DC-DC типов, но затем появились и другие их разновидности, как-то AC-DC, DC-AC [5], AC-AC [6]. Схемотехника понижающих и повышающих ППН(СПК) [9,10] развивалась за счет улучшения конфигурации полупроводниковых элементов (ПЭ) и ключей (ПК), совершенствования регулирования [7,8], использования двунаправленных транзисторных ключей (ДТК) и построения схем с непрерывным входным током [11,12].

Особенность работы ППН (СПК) состоит в том, что их структура дважды меняется в течение каждого периода частоты коммутации транзисторных ключей, входящих в состав их силовой цепи (СЦ). Благодаря этому в течение одной части

периода частоты коммутации конденсаторы заряжаются от первичного источника, а в другой его части они разряжаются на нагрузку [13-18].

Оригинальную структуру понижающего ППН(СПК) отличающуюся простотой СЦ и цепи управления (ЦУ) предложил американскими исследователями Гунном и Киско (G.B Gunn, M Kisco) [17] рисунок 1.1.

Kn = 1/3

h (t) ГГ2Л

E1

+ ^ Л1

VTU

R2

VT\2

C1

--VD31 л 3д

Л

R3

VD

3,2

I2 (t)

VT1,:

C1 Rh

U2 +

Сн

+

+

+

Рисунок 1.1 - Принципиальная схема СЦ понижающего ППН(СПК) Гунна

Эффект достигнут благодаря тому, что управление зарядным УТ21 и разрядными УТХ1 транзисторными ключами осуществляется одним общим генератором управляющих прямоугольных импульсов £У21. При открывании зарядного ключа УТ21 происходит заряд последовательно соединенных конденсаторов С1 от первичного источника Е. Поскольку напряжение на резисторах делителя ^ всегда превышает напряжение на конденсаторах, то разрядные ТК УТХ ■ оказываются запертыми. При закрывании зарядного ТК УТ2Х они открываются током разряда конденсаторов С через их базовые ^п переходы и ограничительные резисторы ^. При этом одновременно происходит параллельный разряд конденсаторов на нагрузку.

В простейшем случае двухтактный режим работы обеспечивается параллельным включением двух одинаковых преобразовательных модулей ПМ(СПК), каждый из которых представляет собой однотактный ППН(СПК) с инверсным управлением ими.

Очевидный недостаток данного преобразователя заключается в жесткой коммутации всех применяемых ТК, что ведет к снижению его КПД. Другим его недостатком является завышенное количество конденсаторно - диодных цепочек (КДЦ) N необходимое для реализации заданной величины коэффициента преобразования, определяемого выражением Кп = (1/ N).

Весьма интересное техническое решение по реализации повышающего ПМ(СПК) предложено Б.П.Терентьевым и Б.С.Александровичем [18] рисунок 1.2.

Его главная особенность состоит в том, что разряд N последовательно соединенных конденсаторов С на нагрузку осуществляется через входной источник постоянного тока Е. Благодаря этому коэффициент преобразования ПМ увеличивается на единицу и оказывается равным Кп = (N+1). В результате СЦ модуля

упрощается за счет исключения из нее одной КДЦ.

К недостаткам схемы следует отнести отсутствие мягкой коммутации всех ТК и большой суммарный ток зарядного ключа Г4.

Рисунок 1.2 - Повышающий ПМ(СПК) с тремя КДЦ

Однако именно эта схема, будучи усовершенствованной в плане идентификации токов и мягкой коммутации всех полупроводниковых элементов используется в настоящей работе в качестве базовой для построения многотактных ППН(СПК).

Исторически выделяются пять базовых схем повышающих ППН(СПК) [19], которые наиболее часто упоминаются в литературе [20-26]. Они представлены на рисунке 1.3. Первая схема рисунок 1.3 а), называемая еще лестничной (Ladder) схемой представляет собой насос заряда Диксона (Dickson Charge Pump) [20]. Она получена простой трансформацией из схемы умножителя Кокрофт-Уолтона (Cockcroft-Walton) [21], показанной на рисунке 1.3b). Конденсаторы в этой схеме формируют как бы две струны. На рисунке 1.3с) приведена схема Фибоначчи (Fibonacci). На рисунке 1.3d) показана последовательно - параллельная схема, а на рисунке 1.3e) приведена схема удвоителя напряжения.

Рисунок 1.3 - Базовые схемы повышающих ППН(СПК) Диксона а), с умножителем Кокрофта-Уолтера Ь), схемы Фибоначчи с), последовательно-параллельной схемы ф, схемы удвоителя напряжения е)

Каскадное включение схем удвоения увеличивает коэффициент преобразо-

2п

± число раз, т. е. почти экспоненциально, как и в схеме

Фибоначчи, в то время как схема Диксона увеличивает коэффициент преобразования по напряжению линейно с ростом п, где п - число каскадов.

Использование по напряжению конденсаторов и ключей также не одинаково в различных схемах. Если в последовательно - параллельной схеме все конденсаторы имеют одинаковые напряжения, то в схеме Диксона этим свойством обладают все транзисторы. ППН с экспоненциальными коэффициентами преобразования по напряжению имеют резко различающиеся напряжения на всех элементах схем. Это ограничивает их применение. Более детальный анализ свойств рассматриваемых преобразователей имеется в [22].

Особенностью всех классических схем ППН(СПК) является отсутствие гальванической развязки входных и выходных цепей и невозможность получения высокого КПД из-за ограничения токов заряда и разряда конденсаторов активными сопротивлениями ПЭ и ПК (диодов, транзисторов). Однако эти недостатки не являются определяющими для преобразователей малой мощности и напряжения, что и привело к созданию около двух десятилетий назад отдельного направления в отрасли силовой электроники (СЭ) по их массовому выпуску в гибридно-интегральном исполнении.

Отметим, что идея переключения конденсаторов с режима параллельного их заряда от источника питания на режим их последовательного разряда на нагрузку возникла значительно раньше. Она была использована в первых высоковольтных умножителях напряжения в схеме Аркадьева-Маркса, на которую в 1924 году немецкий инженер Маркс получил патент [23]. Однако значительно раньше в 1914 году В.К. Аркадьев совместно с Н. В. Баклиным построили так называемый «генератор молний» [24], который являлся первым импульсным генератором в России, работавшем на принципе последовательного соединения конденсаторов для получения умноженного напряжения. Здесь, как нередко было с идеями российских ученых, была публикация российской разработки без патен-

тования, а десять лет спустя появился патент Маркса. Схема повышающего генератора молний с переключаемыми конденсаторами приведена на рисунке 1.4.

Рисунок 1.4 - Базовая схема повышающего генератора молний

В этой схеме в качестве ключей S использовались газовые разрядники и при достижении в процессе заряда на конденсаторах напряжения пробоя, разрядники пробивались, их сопротивление резко падало и конденсаторы оказывались включенными последовательно с нагрузкой, обеспечивая на ней умноженное значение входного напряжения. Однако, использование сопротивлений Z (резисторов или реакторов) снижает КПД схемы и ограничивает частоту выходных импульсов из-за длительного заряда конденсаторов.

Появление транзисторов в шестидесятых годах прошлого века позволило использовать их вместо сопротивлений и разрядников. Появились первые повышающие ППН(СПК) [25], [26]. В это же время по данному направлению идет активная патентная работа в США [27-30].

Японскими исследователями было разработано семейство оригинальных кольцевых DC-DC преобразователей повышающего, понижающего и повышаю-ще-понижающего типов [31], которые почти неизвестны в Европе. Схема повы-шающе-понижающего ППН(СПК) показана на рисунке 1.5.

Такие преобразователи имеют возможность регулировать по управлению величину выходного напряжения, работать в широком диапазоне изменения входного напряжения при стабильном выходном напряжении. Они допускают

модификацию схем под режим мягкой коммутации. Созданы также схемы DC-AC [32], AC-DC [33], AC-AC [34] преобразователей.

Рисунок 1.5 - Схема повышающе-понижающего ППН(СПК)

В настоящее время получила развитие и теория ППН(СПК) для установившихся и переходных процессов на базе компьютерного моделирования и аналитических исследований [35-49]. Определены их основные энергетические показатели, как то КПД, уровень пульсаций, коэффициенты преобразования по напряжению, диапазоны регулирования. Также построены схемы с дробным и с регулируемым коэффициентом преобразования. Одновременно появились и теоретические работы по синтезу ППН(СПК), основанные на топологических концепциях теории графов.

Следующая ступень в развитии ППН(СПК) связана с их построением по модульному и многоуровневому принципам. На Западе это связывают с работой [50]. При этом модульный многоуровневый ППН(СПК) образуется каскадным включением базовых модульных ячеек. Схема повышающего в 5 раз модульного

многоуровневого ППН(СПК) с 4 модулями приведена на рисунке 1.6. Результирующий коэффициент преобразования по напряжению определяется числом модулей, увеличенным на единицу за счет напряжения входного источника.

Рисунок 1.6 - Повышающий модульный многоуровневый ППН

В это же время и в России были предложены схема двунаправленного многомодульного ППН(СПК) с четным коэффициентом преобразования по напряжению [51,52] и аналогичная схема двунаправленного понижающего преобразователя переменного напряжения в постоянное [53]. Принципиальная схема такого ППН(СПК), имеющего коэффициент преобразования по напряжению, равный N приведена на рисунке 1.7.

Рисунок 1.7 - ^модульный двунаправленный ППН(СПК)

1.2 Преобразователи с переключающимися конденсаторами

Другой тип повышающих конверторов есть конверторы, содержащие источники переменного напряжения с умножителями напряжения, т. е. AC-DC конверторы. Были разработаны методы формального синтеза таких диодно-конденсаторных умножителей напряжения [53-55], в том числе и при питании от источника тока [56,57]. Ряд известных и синтезированных схем диодно-конденсаторных умножителей показан на рисунке 1.8.

Cni Vci=E

v=Esmmt 1+ И +

t

Z\Di D2

v=Esmmt -Vci=2E

(а)

Vc2=2E_,|+ C2

vl=Esinmt

V

(а) (b)

Fig.2. (a) Ladder C-D network. (b) Output tank.

Список литературы диссертационного исследования доктор наук Зотов Леонид Григорьевич, 2018 год

ний источников А Е1 =

а-1

Е

N +1

А Е„

а-1

V )

•Ех-(N +1). Следствием этого

является уменьшение амплитуд тока /2 через все элементы силовой цепи ДПМ

СОЭ, как показано на рисунке 5.6.

Положительное свойство в данном случае проявляется в увеличении добротности контуров и КПД ДПМ. Кроме того, с ростом величины параметра затухания g происходит приближение формы тока обоих источников СОЭ к форме

идеального кусочно-синусоидального импульса рисунок 5.6, что способствует достижению сверх суммарного эффекта по снижению их коэффициентов гармоник благодаря увеличению порядка ДВС системы.

12^ ) 20

16

12

А

а=1.055 = 0.1 6А = 0.1 Я = 0.04

а = 1.036 g = 0.3 Г = ^ Уп т^ Т п =2-104

а = 1.02ч g = 0.5

а = 1.01 g = 0.7

%

Т

-1 п

4

Т

1 п 2

Рисунок 5.6 - Зависимости величины и формы тока /2 (г) от величины параметра затухания g при 8с1 = 0.1

8

4

0

При этом снижение амплитуды и среднего значения входного и выходного тока СОЭ компенсируется увеличением количества ДПМ, т.е. ее построением по многотактному принципу.

Если при работе ДПМ в прямом направлении напряжение низковольтного

источника Е1шах = а(8с1,g)• Е2 / (N +1) остается неизменным то, как показано на рисунке 5.7, с увеличением параметра затухания g происходит изменение величины пульсации 8сХ, а амплитуда тока /2 (г) практически остается неизменной.

При этом, также как и в предыдущем случае, с увеличением значения параметра затухания g сохраняется тенденция приближения формы тока высоковольтной

цепи /2 (г) к форме идеального кусочно-синусоидального импульса.

12 (г)

15 12 9 6 3

0

Рисунок 5.7 - Зависимости амплитуды и формы тока /2 (г) от величины параметра затухания g при а = 1.04

Подставляя выражение для функции ис шах (5.15) в (5.8), получаем согласно

(5.10) следующее выражение для амплитуды тока через элементы силовой цепи ДПМ СОЭ, работающей в прямом направлении

4 2

= Е1шах •(N + 1)"Е2 g 1 2шах = — "

1 аг^ 2 ^ А

1

N2 А_ _ ^2

С 4

1_ g

•Бт (aгcгg 2^ ^).

(5.26)

Поскольку частота преобразования высоковольтного контура определяется

2 -п

выражением шр2 =

1

4- N 2- А2 Ег (5.26) можно представить в виде

= шп, то сомножитель в знаменателе

А — 2

А1 _= 0^N•Ll. С помощью (5.20) и \ С1 4

(5.22) выражения для амплитудного (5.26), среднего и нормированного значения тока /2 (г) приобретают вид

/2шах = Е1шах • (+ 1 Е • --в1п (аг^2 • 0) :

N• А

1 _ g

2 1 g*

1

п N • -

1 _ g

(1п g )• Бт (аг^ 2 • 0);

12ср п 12шах '

1

12шах =

п • N • -/ ^ 2 • Е2 • 1 _ &

• 12шах

_g7

аг^ 20

1 _ g

• (1п g) • Бт (аг^ 2 • 0)

0 =

®п-п/п^А_ п 1

-

-

2 1п g'

(5.27)

2ср

Токи | 12шах, /2 | и | 12шах, /2св | представляют собой максимальное и сред-

нее значения токов через полупроводниковые элементы ДПМ СОЭ при ее работе соответственно в прямом и обратном направлении.

Амплитудное среднее и нормированное значение тока через ПЭ системы, работающей в обратном направлении, определяются аналогичными выражениями (5.28).

Р -Р (МмП 1 'аШё 2 ' б

/2тах = ^2таХ " 1 ' V + 1 •--В1п(аГ<*ё2" б) =

1-ё ( 5 ^

2" Е •|1-аЬ(Ы + 1) ^агегёЪб ---ё1 - ё '(1п ё )• *1П (аШё2" б);

I V=L I" ■

2ср _ 2тах ' Ж

(5.28)

—• аг^ё 2" б

ГЖ

12тах, 12тах =-т-• 12тах = ^--1п ё • В1П (аГС?ё2 • б).

2^ (ы+1)^ Е •|1 -а) 1 - ё

Если при равенстве коэффициентов а = а токи через ДТК, определяемые выражениями (5.27) и (5.28) также одинаковы, то имеет место пространственно симметричный режим работы СОЭ.

Из указанных уравнений следует, что равенство токов 7 2тах = / 2тах обеспечивается при выполнении условия

а-1 = (Ы + 1)А. (5.29)

а-1 е2

При этом равенство коэффициентов а и а достигается в случае кратности начальных напряжений источников-потребителей для системы, работающей в обоих направлениях, т.е. когда Е2 =( N+1)- Е.

Кроме того, из (5.27) и (5.28) следует, что для обеспечения пространственной симметрии СОЭ необходимо также обеспечить равенство величины параметра затухания и добротности б низковольтного и высоковольтного колебательных контуров при работе системы в обоих направлениях.

Используя полученные уравнения (5.27) и (5.28) приходим к выводу, что пропускная мощность ДПМ СОЭ и ее нормированные значения в прямом и обратном направлении определяется следующими выражениями (5.30) и (5.31).

^ ^ ^

^ 1 ^ Р = Е2 • Аср = Е2 • — • 12шах

У

л

1 _а

V у

• Е

1

g

ж

аг^ 20

ж

N • -

1 _ g

(1п g )• Бт (аг^ 2 • 0);

1 ^

Р = EV /1ср = ЕГ( N + 1)^ - • 12шах

У

2 •

^ ^ ^ ^1ср

Л

1 _а

V_у

1

■( N + 1)2 • Е{ ^аг20

g

ж

N • -

1 _ g

(1п g )• Бт (аг^ 2 • 0);

0

= ^п • А = 2 ^ /п • А =

- 2 1п g'

-

Или в нормированном виде

Р =

ж1 • N • -

2 • Е22 •

г ^л 1 _а

V у

•Р=

g

1 агс?£ 20 ж

1 _ g

(1п g )• Бт (аг^ 2 • 0);

Р=

ж1 • N • -

2•(N +1)2 • Е2

у

Л

•Р=

g

—аг^ Ъ0 ж

1 _а

V у

1 _ g

(1п g) • Бт (аг^ 2 • 0).

(5.30)

(5.31)

Выражения (5.27),(5.28) и (5.30),(5.31) показывают, что при заданном значении относительной величины допустимого отклонения напряжения соответственно низковольтного и высоковольтного источника а и а, ток через полупроводниковые элементы ДПМ СОЭ и её пропускная мощность в обоих направлениях уменьшаются с ростом величины параметра затухания g и эквивалентного сопротивления контуров -.

Пропускные мощности СОЭ в прямом Р и обратном направлении Р равны

друг другу при выполнении условия а = а, реализуемого, когда ее начальные напряжения источников-потребителей связаны соотношением Е2 =( N+1)- Ех.

Сравнивая (5.28),(5.29) c (5.32), приходим к выводу, что выражения для

нормированных величин токов 12тах и пропускных мощностей Р в прямом и обратном направлении одинаковы, т.е.

—arctg 2-Q гж

7 ^ 7 (у ж

12max = I2max = P = P = Кg) = - (In g) - sin (arctg2 - Q) . (5.32)

1_ g

Графические зависимости ¡u( g) нормированных величин тока ПЭ ДПМ и его пропускной мощности в обоих направлениях, полученные подстановкой в них

ж 1

величины добротности Q =----, приведены на рисунке 5.8. Они позволяют

2 ln g

по известному значению параметра затухания g определить величины тока ПЭ ДПМ и его пропускной мощности.

К( g)

1.10

1.05

-1- Q = ж - 1 Q 2 ln g

0.2 0.4

0.6 0.8 1.0

Рисунок 5.8 - Зависимости нормированных значений токов элементов ДПМ СОЭ и его пропускной мощности от величины параметра затухания ё

0

Для заданного значения величины относительной пульсации напряжения на конденсаторах £с1тах и параметра затухания контуров ДПМ СОЭ ё работа системы в обоих направлениях обеспечивается, только в определенном диапазоне из-

менения значений величин низковольтного Е1 и высоковольтного Е2 ИПТ, удо-

влетворяющих условиям

Здесь

Е1шт - Е1 - Е1шах;

Е2шах - Е2 - Е2шах.

Е1шах = К1 • Е2' Е1ш1п = К2 • Е2;

(5.33)

2^(1 + ^ +

(1_ g)

К1 ^ ' К2

(5.34)

2 Ц + g).(N + 1)-C,* (1_ g )•( N-1)' ^ + 4'

Е2шах = К3 • Е1' Е2шт = К4 • Е1;

к = 2-(1 + g).( N + ^с,^^g)-( * _1), к =( N +1).

2 •(1 + g )_«с1шах '(1 _ g)

Выражения для максимальных значений напряжений Е и Е получены соответственно из формул (5.20) и (5.24).

Рабочий диапазон напряжений низковольтного ДЕг и высоковольтного источника ДЕ2 соответственно в прямом и обратном направлении оказывается равным

ДЕ1 = Е 1шах _ Е1ш1П = (К _ К2 ) • Е2;

(5.35)

ДЕ2 = Е2шах _ Е2ш1п =(К3 _ К4 ) • Е1.

Указанное свойство СОЭ проиллюстрировано на рисунке 5.9. Если коммутация ПЭ в силовой цепи системы происходит мягко, т.е. в моменты времени, когда ток ее реакторов А равен нулю, то средние значения токов низковольтного и высоковольтного источников связаны соотношением

11ср =(N + ^ 12ср .

Е

Е

1тах

Е

1тт 0

Е •( N +1)> Е2

Е > 1 =1 -> 2 /

" 11 ЛЕ1 , и ,г /

_Е ^ II -к -2е 1

Е

Е,

Е

2тах

Е2тт

Е2 0

Е •( N +1)< Е.

Е 2 = к3-Ё1 ,

" 1. Л^2 / .. V / /

1 2 = к4 - Е1

Е

Е

Рисунок 5.9 - Диапазоны работы СОЭ в прямом и обратном направлениях

В этом случае выражения для коэффициента полезного действия СОЭ при её работе в прямом и обратном направлении имеют вид

Т = Р. = Е2 ^12(ср) _ Е2 1 .

Р 1 ^/|( ср) 1 N+1 (5.36)

' = Р==I •( N+1).

Р2 Е2 12(ср) Е2

Отсюда следует, что при условии мягкой коммутации ДТК и заданном количестве ИКЦ N, коэффициент полезного действия СОЭ при ее работе в обоих направлениях определяется уровнем напряжения ее источников Е и Е .

Важно отметить, что в процессе обмена электрической энергией коэффициенты полезного действия изменяются от наименьших значений до единицы. КПД системы т равен единице при выполнении условия Е2 =(N+1)- Е1

, т.е. когда система находится в равновесии и обмена электрической энергией не происходит. В прямом направлении для заданной величины напряжения высоковольтного источника Е КПД системы минимален при максимальном напряжении низковольтного источника Е .

В обратном направлении для заданной величины напряжения низковольтного источника Е , минимум КПД системы достигается при

максимальном напряжении высоковольтного источника Е2тах .

Подставляя функции напряжений Е1тах и Е1т1п , из (5.33) получаем

выражения для минимальных величин коэффициента полезного действия СОЭ при ее работе в прямом и обратном направлении

1 ? ~ ' Ь 1тах

- 1__ Е2 1 _2-(N + 1)-(1 + 8 )-^с1тах' (N-1)-!1 - 8) .

^С1тах, 8 I Е1т N + 1

2 •(1 + 8) + (1 - 8 )!•(N + 1)

(5.37)

1

1 1 Е

2 -(1 + 8 Мс1тах-(1-8 )

■( N +1)

«|^С1тах, 8 1 Е2тах 2 •(N +1)-(1 + 8 ) + ^тах • ^-1)-(1-8)

Отсюда в частности следует вывод о том, что для увеличения минимального значения КПД системы необходимо снижать величину относительной пульсации напряжения £с1тах на конденсаторах ее СЦ.

5.4 Многотактные двухуровневые СОЭ

Главным достоинством однотактной СОЭ рисунок 5.1 является простота ее СЦ, состоящей из одного ДПМ, а недостатком - высокий уровень коэффициента гармоник тока низковольтного и высоковольтного ИПТ Е, Е . Недостатком является также завышенные массогабаритные показатели вследствие низкой частоты преобразования. Устранение указанных недостатков достигается объединением нескольких ДПМ в группу, образующую многотактную МСОЭ рисунок 5.10.

Временные диаграммы токов и напряжений, поясняющие ее работу приведены на рисунке 5.11.

Рисунок 5.10 - Принципиальная схема СЦ двухуровневой трехтактной СОЭ

Рисунок 5.11 - Временные диаграммы двухуровневой трехтактной СОЭ с равномерным распределением временных сдвигов в работе ее ДПМ

Главная физическая особенность многотактной СОЭ, в отличие от многотактного ППН(РСПК), заключается в слабом влиянии ДПМ на

функционирование друг друга в следствие малых величин внутренних сопротивлений ИПТ - Е и Е2.

Это означает, что увеличение количества ДПМ - к не оказывает влияния на параметры импульсов тока каждого из них, а приводит только к уменьшению коэффициента гармоник суммарных токов источников и пропорциональному наращиванию пропускной мощности СОЭ.

Уменьшение мощности отдельного ДПМ и связанное с ним увеличение частоты преобразования СОЭ согласно (5.22) реализуется естественным образом -применением менее мощных ДТК, обеспечивающих более высокую величину эквивалентного сопротивления контуров Я.

Если число ДПМ - к в составе многотактной двухуровневой СОЭ является нечетным, то максимальная величина ее порядка ДВС кс = 2 • к и, следовательно, максимальное снижение коэффициентов гармоник токов низковольтного и высоковольтного ИПТ достигается применением равномерного распределения временных сдвигов в работе модулей по периоду частоты преобразования /п.

В этом случае временные сдвиги в работе ДПМ друг относительно друга равны & = (Тп / к).

Если к является четным числом не равным 2Р ( Р - целое число), то максимальная величина порядка ДВС двухуровневой многотактной СОЭ также равна кс = 2 • к = 2 • к • т . Однако в этом случае она достигается применением равномерно-симметричного распределения временных сдвигов в работе ее ДПМ, который подробно описан в главе 2.

Амплитудные /2тахи средние /2ЕсР = — -/2тах значения тока через все эле-

п

менты многотактной двухуровневой СОЭ Рисунок5.11, работающей в прямом и обратном направлении остаются неизменными и определяются соответственно выражениями (5.27) и (5.28).

Средние значения суммарного входного и выходного тока МСОЭ, а также

пропускной мощности при ее работе в обоих направлениях увеличиваются в к раз, т.е.

/22ср =к- — -/2тах,/12ср = к • (Ы +1) • — • 12тах'

я ' Р 1 я ' (5.38)

%=к-Р.

При этом величина пропускной мощности ДПМ в составе многотактной СОЭ при его работе в обоих направлениях определяется выражениями (5.30),(5.31).

С увеличением числа ДПМ - к происходит значительное уменьшение коэффициентов гармоник Кг1 и Кг2 суммарного тока низковольтного /1Е (?) и высоковольтного /22 (?) источников.

Количественные данные по снижению коэффициентов гармоник Кг1 и Кг2 с

увеличением числа ДПМ - к для равномерно-симметричного и равномерного распределения их временных сдвигов по периоду частоты преобразования приведены соответственно в таблицах 2.1 и 2.2.

Количество электрической энергии поступающей в нагрузку - аккумулятор пропорционально числу к и определяется средним значением суммарного входного и выходного тока, а ее качество действующим значением переменной составляющей соответствующего тока.

Поэтому, сравнивая величины коэффициентов гармоник суммарного тока

/е ~ /

источников многотактной СОЭ Кг1 = д и Кт2 = 2£д для равномерного рас-

11Еср 12Еср

пределения временных сдвигов при различных значениях к , приходим к выводу, что их снижение для нечетных значений к происходит более быстрыми темпами и на существенно пониженном уровне. Например, величины коэффициентов гармоник низковольтного К и высоковольтного К источников для значений к равных трем и шести совпадают. Отсюда следует, что в случае равномерного распределения временных сдвигов целесообразно применять СОЭ, силовая цепь которых состоит из нечетного количества ДПМ к .

Для четных значений к и равномерно-симметричном распределении временных сдвигов в работе ДПМ отмеченная тенденция сохраняется.

Из уравнений (5.37) следует, что увеличение минимального значения КПД

ДПМ СОЭ г/т-п достигается снижением параметра а <5с1тах,Я

Однако в этом

случае, как следует из уравнений (5.28),(5.29), происходит уменьшение средних значений входных и выходных токов /1ср = /2 -(А/"+1). Восстановление величин

токов при сохранении высокого значения /;п1|п реализуется построением СОЭ по

многотактному принципу.

Тенденцию по улучшению массогабаритных показателей многотактной СОЭ удобно оценить, исходя из предположения, что масса и объём её реактивных элементов пропорциональны максимальной энергии, накапливаемой в них на интервале периода частоты преобразования Тп.

Поскольку силовая цепь СОЭ не содержит в своем составе сглаживающих конденсаторов, то зависимость ее массы и объема от параметра к может быть получена исключением из (2.40) второго слагаемого, т.е.

Г МЕ (к) >1 У (к)

= к • N■

Г К >

КсМ

V сУ

Г К >

КЬМ

еС1 (к)+ б (к)

К

V ЬУ у

Здесь б^ (к) =1 • С1 • Е12тах, б^ (k) =1 • / • /2тах - соответственно максимальная энергия, накапливаемая в конденсаторе и реакторе отдельной цепочки СОЭ. Применив (5.22) и (5.27) получаем

Г МЕ (к) > к • N • Е2

УЕ (к) J 2 • / (к) • Я(к)

Г К >

КсМ VКсУ у

1

N + 1

■Г(8)+

Г К >

КЬМ

Vкьу у

1

^ N,

Ц 8)

(5.39)

где

7( 8)

а2 • 1п 8

^ +

(1п 8Г

Ц е):

(а~1)2 • 8•1п8 1 1 - 8

Полагая

Щ) = к • Я(к = 1), / (к) = к • / (к = 1),

получаем окончательно

Г м, (к) л у, (к)

(5.40)

N • Е2

к • Я(к = 1) • /п (к = 1)

Г К л

КсМ VКсУ )

N+1

■/(Е)+

Г К л

V К£У )

ж^ N

•¿( Е)

Данное выражение показывает, что с увеличением количества тактов преобразования к достигается не только снижение коэффициентов гармоник токов источников СОЭ, но и происходит улучшение ее массогабаритных показателей.

5.5 Трехуровневые СОЭ

Трёхуровневая СОЭ включает в себя три первичных ИПТ с кратными напряжениями - Е, Е и Е соединенных друг с другом через два двунаправленных - ППН1 и ППН2. Если напряжение Е2 = 2 • Е1, а напряжение Е = 3 • Е, то система имеет только один - обычный вариант реализации СОЭ(2-1-3), показанный на рисунке 5.12.

/1

12

/3

Ян2

СТГ

Яг

Е2=2Е1

3

2

ППН1

Кп = 2

N1=1 11

-Я2 Ех

Я3

/5

+

Я

н1

Рисунок 5.12 - Структурная схема трехуровневой СОЭ(2-1-3)

Цифры в обозначении СОЭ означают относительные величины напряжений ИПТ по отношению к минимальному напряжению E, располагаемых в ней слева на право.

Главное достоинство варианта реализации трехуровневой СОЭ рисунок 5.12 в том, что в ее ППН применены конденсаторы с одинаковым минимальным рабочим напряжением равным напряжению самого низковольтного ИПТ - E.

Фактически данная система состоит из двух, соединенных последовательно, двухуровневых СОЭ с коэффициентами преобразования равными соответственно двум и трем. Если оба ППН являются однотактными, то суммарное количество ИКЦ в данном случае равно (N + N2) = 3.

Если напряжения источников равны E, E2 = 2 • E - E = 4• E, то система имеет два варианта реализации - обычный - СОЭ(2-1-4) и каскадный - СОЭ(1-2-4). Количество ИКЦ в обычном варианте однотактной СОЭ равно (N + N2 ) = 4, а в

каскадном оно равно двум.

При этом оптимальным по критерию минимума суммарного количества ИКЦ (N + N2)- min является каскадный вариант - СОЭ(1-2-4), структурная схема, которого показана на рисунке 5.13.

Рисунок 5.13 - Структурная схема каскадной трехуровневой СОЭ(1-2-4)

Она также состоит из двух двунаправленных ППН(РСПК), но уже с одинаковыми коэффициентами преобразования равными двум. В данном случае суммарное количество ИКЦ в составе СЦ системы минимально и равно (N + N) = 2.

В заключение данного раздела необходимо отметить, что в трехуровневых СОЭ имеется реальная возможность резкого снижения коэффициента гармоник тока ИПТ, являющегося общим для обоих ППН без применения каких - либо сглаживающих устройств. Для этого достаточно ввести временной сдвиг т2 в работе двунаправленных ППН 1 и ППН 2. Если k, k - количества их тактов преобразования, а большее из них равно kmax, то оптимальная величина временного сдвига, согласно (4.35), определяется из выражений:

T

т0 = —3— - для kmax = 1 и четных значений kmax > 2 и

2 2 • k

max

г9 = —T— - для нечетных значений kmax > 3.

2 4 • k

max

Если количество тактов преобразования обоих двунаправленных ППН одинаково, т.е. к = k2 = k, то в эти уравнения следует подставить значение kmax = k. Величина выигрыша по снижению коэффициента гармоник суммарного тока /5 СОЭ рисунок 5.12, также как и в СЭПТ, зависит от соотношения амплитуд составляющих его токов /2 и /3. Её численные значения даны в таблицах (4.4-4.6).

5.6 Инженерный метод расчета входных и выходных токов СОЭ

Детальный анализ многоуровневой СОЭ при числе ее уровней больше двух оказывается очень громоздким. Поэтому возникает необходимость разработки простого инженерного метода [136], позволяющего с достаточной для инженерной практики точностью, определять входные и выходные токи всех двунаправленных ППН, входящих в состав многоуровневой СОЭ при произвольных значениях напряжений её ИПТ. Данный метод основан на жесткой зависимости сред-

них значений токов через низковольтные (1-2) и высоковольтные (1-3) зажимы ППН - /1(ср), /2(ср) двухуровневой СОЭ рисунок 5.14, вытекающей из закона сохранения заряда и определяемой выражением г1(ср) = N +1.

I

2(ср)

Кроме того, предполагается, что напряжение ИПТ, являющегося потребителем, пересчитывается на вход ИПТ донора через коэффициент преобразования прямо или обратно пропорциональный величине (N +1).

Ян1 ~г

т Я

н2

Рисунок 5.14 - Структурная схема двухуровневой СОЭ

Предлагаемый метод использует также понятие входных (Я, Я) сопротивлений двунаправленных ППН, соответственно со стороны его низковольтного (зажимы 1,2) или высоковольтного (зажимы 1-3) ИПТ, являющегося донором. При этом их величины определяются экспериментально с помощью выражений

Е

Е _ е2

и = 1 N1 +1 = Е1 •( N +1)-Е2 к = Е2-(N +1)' Е1 (541)

и = I ~ / • (N +1) 'и = / ' ( )