Электроэнергетические судовые системы с импульсно-модуляционным управлением тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.09.03, кандидат наук Розов Алексей Юрьевич

• Розов Алексей Юрьевич
• кандидат наук
• 2021

Оглавление диссертации кандидат наук Розов Алексей Юрьевич

Введение

Глава 1. Состояние и перспективы развития импульсных преобразователей в системах частотного управления электроприводами переменного тока

1.1. Анализ требований, предъявляемых к импульсным преобразователей с учетом обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС)

1.2. Принципы построения, структуры и элементная база импульсных преобразователей энергии

1.3. Системы ШИП-ДПТ

1.4. Структуры преобразователей частоты в системе частотного регулирования скорости электропривода переменного тока

1.5. Способы управления преобразователями частоты

1.5.1. Алгоритмы управления автономными инверторами напряжения

1.5.2. Управляемые преобразователи напряжения

1.6. Анализ и синтез импульсных преобразователей

1.7. Особенности применения импульсных преобразователей в составе автономной судовой электроэнергетической системы

1.8. Применение импульсных преобразователей с прямым микропроцессорным управлением в многофазных судовых силовых установках... 36 Выводы по первой главе

Глава 2. Алгоритмы управления АИН в системах ПЧ-АД.............. ^

2.1. Математическое описание процессов модуляции......................... ^

2.2. Алгоритмы широтно-импульсного регулирования

2.2.1. Однофазная широтно-импульсная модуляция с прямоугольным законом управления........................................................... ^

2.2.2. Трехфазная широтно-импульсная модуляция с прямоугольным законом управления

2.3. Синусоидальная широтно-импульсная модуляция

2.3.1. Однофазная синусоидальная широтно-импульсная модуляция

2.3.2. Трехфазная синусоидальная широтно-импульсная модуляция

2.4. ШИМ с промежуточными законами управления

2.4.1. Однофазные инверторы напряжения

2.4.1.1. Трапецеидальный закон управления

2.4.1.2. Прямоугольно-ступенчатый закон управления

2.4.2. Трехфазная ШИМ с предмодуляцией

2.5. Имитационное моделирование системы ПЧ-АД

Выводы по второй главе

Глава 3. Алгоритмы управления преобразователями переменного

тока в постоянный в системах ПЧ-АД

3.1. Однофазные преобразователи

3.1.1. Однократная коммутация

3.1.2. Многократная коммутация

3.1.2.1. Прямоугольная широтно-импульсная модуляция

3.1.2.2. Синусоидальная широтно-импульсная модуляция

3.2. Трехфазные преобразователи

3.2.1. Широтно-импульсная модуляция постоянной составляющей с однократной коммутацией

3.2.2. Широтно-импульсная модуляция постоянной составляющей с многократной коммутацией

3.3. Анализ и синтез гармонического состава потребляемого тока

3.3.1. Однофазные преобразователи

3.3.2. Многофазные преобразователи

Выводы по третьей главе

134

Глава 4. Анализ и синтез импульсных систем в непрерывном

времени

4.1. Теоретическое обоснование вопроса

4.1.1. Симметрия У-го рода при разложении функции в ряд Фурье

4.1.2. Модели «вход-выход»

4.1.3. Модели в пространстве состояний

4.1.4. Алгоритмические процедуры анализа непрерывных систем

4.1.4.1 Модели «вход-выход»

4.1.4.2. Модели в пространстве состояний

4.2. Анализ переходных и квазиустановившихся режимов в импульсных преобразователях системы ПЧ-АД

4.2.1. Система ШИП-ЯЬ нагрузка (ШИП-ДПТ)

4.2.2. Управляемые преобразователи переменного тока в постоянный -^¿-нагрузка

4.2.2.1. Однофазные преобразователи

4.2.2.2. Трехфазные преобразователи

4.2.3. АИН-ЯЬ нагрузка

4.3. Синтез одномерных импульсных систем

4.3.1. Синтез разомкнутых систем

4.3.2. Синтез сглаживающих фильтров в системе ПЧ-АД

4.3.2.1. Синтез стандартных форм

4.3.2.2. Реализация синтезированных стандартных форм

4.3.2.3. Синтез сглаживающего фильтра при изменении параметров нагрузки

4.3.3. Синтез замкнутых импульсных систем

4.3.3.1. Структурно-параметрический синтез линейных законов управления

4.3.3.2. Синтез замкнутых систем с учетом насыщения в канале рассогласования

Выводы по четвертой главе

Заключение

Литература

ВВЕДЕНИЕ

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Электроэнергетические судовые системы с импульсно-модуляционным управлением»

Актуальность работы.

В условиях общего увеличения энергопотребления за счет увеличения количества потребителей и создания новых электроэнергетических систем управления и движения транспортных средств остро встает проблема оптимизации потерь энергоресурса цепи: генерирование - преобразование -потребление электрической энергии. Особенно важна данная проблема для таких автономных электроэнергетических систем, как судовые, в которых располагаемые ресурсы всегда ограничены, а режимы работы потребителей не всегда оптимальны.

Проблема повышения технико-экономических показателей автономных судовых электроэнергетических систем носит комплексный характер и связана с повышением качественных характеристик как первичных, так и вторичных преобразователей энергии в рамках проектов модернизации и создания новой техники, а также с оптимизацией энергозатрат под конкретные типы потребителей электрической энергии различного функционального назначения.

Развитие современных полупроводниковых приборов и рост быстродействия микропроцессорной техники создали возможность применения сложных законов модуляции в системах с импульсно-модуляционным преобразованием энергии в работе, как общесудового оборудования, так и для обеспечения управления и движения судна.

Достижение необходимых технико-экономических показателей (экономичность, надежность, качество вырабатываемой энергии, электромагнитная совместимость, массогабаритные характеристики) таких вторичных преобразователей энергии, как преобразователи со звеном постоянного тока требует использования многократной коммутации с различными методами модуляции в сочетании с широтно-импульсным регулированием, а также ступенчатых принципов преобразования энергии.

Поэтому повышение качественных характеристик преобразователей энергии со звеном постоянного тока с многократной коммутацией и широтно-импульсным регулированием является актуальной проблемой.

Данной проблеме посвящены множество теоретических работ зарубежных и отечественных школ и авторов: Глазенко Т.А., Герман -Галкина, Дмитриева Б.Ф., Дмитрикова В.Ф., Джури Э., Ефимова А.А., Заездного А.М., Кобзева А.В., Козярука А.Е., Куо Б., Ланнэ А.А., Лихоманова А.М., Розенвассера Е.Н., Розанова Ю.К., Чаплыгина Е.Е., Шрейнера Р.Т. и других.

Цели и задачи работы.

Целью работы является повышение качественных характеристик преобразователей электрической энергии судовых электроэнергетических систем с импульсно-модуляционным управлением.

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:

- выполнить сопоставительный анализ влияния методов импульсно-модуляционного управления, способов регулирования и принципов построения на характеристики преобразователей электрической энергии в судовых электроэнергетических системах;

- разработать алгоритмические процедуры синтеза импульсных систем в непрерывном времени на основе частотного подхода к решению обратных задач динамики при помощи искусственной периодизации выходных параметров;

- провести структурно-параметрический синтез сглаживающих фильтров импульсных преобразователей в условиях изменения параметров нагрузки в широких пределах и взаимосвязи через первичный источник питания;

- выполнить математическое моделирование работы разработанных алгоритмов для преобразователей судовых электроэнергетических систем;

- разработать рекомендации по практической реализации полученных результатов для использования в проектировании судовых электроэнергетических систем.

Методы исследования.

Для выполнения поставленных задач использовались методы современной теории управления, операционного исчисления, теории электрических цепей, гармонического анализа и синтеза.

Достоверность научных положений выводов и рекомендаций подтверждена результатами математического моделирования с применение MathCad и MathLab Simulink и достаточной сходимостью с исследованиями других авторов.

Научная новизна диссертационной работы заключается в обосновании применения импульсно-модуляционных методов управления преобразователями электрической энергии в судовых электроэнергетических

системах. В частности:

- разработан новый вид модуляции - амплитудно-широтно-импульсная модуляция (АШИМ), позволяющий проводить требуемый комплекс расчетов конечной целью, которых является создание судовых электроэнергетических систем с требуемым качеством управления. Техническая реализация данного вида модуляции возможна на основе использования прямого микропроцессорного управления;

- разработаны математические модели анализа и синтеза гармонического состава выходного напряжения ключевого блока, а также проведен анализ потребляемого тока при различных законах управления и видах модуляции в задачах конвертирования и инвертирования с использованием полиномов Фурье в замкнутой форме, позволяющий повысить качество выходной потребляемой энергии;

- разработан частотный подход синтеза импульсных систем в непрерывном времени с амплитудно- и широтно- импульсной модуляции сигнала рассогласования с использованием искусственной периодизации назначенных траекторий движения, позволяющий обеспечить требуемый переходный процесс выходных характеристик;

- выявлено влияние низкой чувствительности на переходные и квазиустановившиеся режимы при изменении нагрузки в широких пределах параметров. Приведены стандартные формы для реализации назначенных траекторий тока нагрузки;

- приведена методика расчета сглаживающих фильтров для импульсных преобразователей напряжения понижающего типа.

Практическая ценность.

Полученные в диссертационной работе теоретические положения и аналитические алгоритмы доведены для конкретных алгоритмических решений и практических рекомендаций по применению импульсно-модуляционных методов управления преобразователями энергии в электроэнергетических судовых системах. Результаты работы используются при выполнении научно-исследовательских работ в СПбГМТУ, в учебном процессе кафедры Электро-техники и электрооборудования судов. Результаты диссертационной работы внедрены в организации ЗАО «ОМЕГ-Альянс».

Апробация работы.

Материалы диссертационной работы докладывались на:

- научно-технических семинарах кафедры Электротехники и электрооборудования 2017-2020г., СПбГМТУ.

- девятой международной научно-технической конференции «Актуальные проблемы морской энергетики», 2020 г., СПбГМТУ.

Публикации по работе.

По результатам диссертационной работы опубликовано 5 печатных работ в соавторстве 20%, одна печатная работа без соавторства и одна монография в соавторстве 20%.

Личный вклад автора.

- Выполнен анализ влияния законов управления, частоты коммутации, видов модуляции, способов регулирования и принципов построения на характеристики преобразователей электрической энергии в составе судовых электроэнергетических систем;

- Разработаны алгоритмические процедуры синтеза импульсных систем в непрерывном времени при помощи искусственной периодизации выходных параметров;

- Осуществлено синтезирование сглаживающих фильтров импульсных преобразователей в условиях изменения параметров нагрузки в широких пределах;

- Выполнено математическое моделирование работы алгоритмов преобразователей судовых электроэнергетических систем;

- Предложены рекомендации по практической реализации полученных результатов при проектировании судовых электроэнергетических систем.

ГЛАВА 1

СОСТОЯНИЕ И ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ В СИСТЕМАХ ЧАСТОТНОГО УПРАВЛЕНИЯ СУДОВЫМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА

Рассматриваются принципы построения и способы управления преобразователями частоты в системах частотного регулирования скорости электродвигателями переменного тока с учетом электромагнитной и энергетической совместимости с первичной сетью автономной судовой электроэнергетической системы.

1.1. АНАЛИЗ ТРЕБОВАНИЙ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫХ К ИМПУЛЬСНЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ С УЧЕТОМ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ СОВМЕСТИМОСТИ (ЭМС) В СОСТАВЕ АВТОНОМНОЙ СУДОВОЙ ЭЛЕКТРОЭНЕРГЕТИЧЕСКОЙ

СИСТЕМЫ

Проблемы электромагнитной совместимости устройств силовой электроники в рамках автономной судовой системы электропитания связаны как с усилением обратного влияния полупроводниковых преобразователей на питающую сеть, так и с ростом требований к качеству электроэнергии из-за роста числа ответственных потребителей в рамках одной системы, чувствительных к некачественности электрической энергии [1, 2, 10, 23, 24, 25].

В настоящее время происходит интенсивный рост числа электронной

аппаратуры, функционирование которой сопровождается потреблением из сети импульсного тока и, как следствие, генерацией в сеть высших гармонических составляющих, способных вызвать повреждение электрооборудования или его неправильное функционирование. В связи с этим должны быть решены задачи:

- определение требований к качеству электроэнергии, используемой при работе различного рода потребителей;

- обеспечение этих требований при создании и эксплуатации устройств, систем и комплексов.

Определение требований к качеству электроэнергии осуществляется разработчиками аппаратуры и обуславливается точностью устройств. По мере усложнения задач, решаемых электронной аппаратурой, происходит повышение требований к ее точности, и следовательно, к качеству электроэнергии.

Для устройств судовой автоматики и вычислительной техники эти требования сводятся в основном к стабильности напряжения питания в статических и динамических режимах.

Обеспечение требуемой стабильности напряжения питания производится за счет разработки соответствующих полупроводниковых преобразователей энергии. Повышение требований к стабильности напряжения приводит к усложнению схем преобразователей, что вызывает ухудшение массогабаритных, энергетических и других показателей.

Вследствие того, что технические устройства, реализующие производственные технологии, предъявляют определенные требования к качеству энергии, то преобразователи электрической энергии снабжаются соответствующими регуляторами и образуют вместе с ними замкнутые динамические системы.

Так как проектирование динамической системы производится при условии обеспечения номинальных значений энергетических координат, то отклонение последних при работе системы воспринимаются ею как

возмущения, действующие на определенные элементы системы. Отклонение энергетических координат от номинальных значений в ряде случаев приводит к некоторому эквивалентному изменению динамических свойств системы.

Оба отмеченных фактора обуславливают изменение качества функционирования динамических систем и требуют разработки методов учета или устранения указанных явлений при проектировании подобных систем.

Так как в состав электромеханических систем, входят самые разнообразные технические устройства различные по своей физической природе и принципу действия, работа которых предполагает потребление энергии разных видов и номиналов, то системы энергоснабжения по необходимости должны содержать преобразующие устройства, обеспечивающие получение энергии требуемого рода и качества.

К современным судовым системам автоматики и вычислительным комплексам предъявляется ряд требований, важнейшие из которых определяются статическими, динамическими и массогабаритными показателями. Кроме того, эти системы должны удовлетворять требованиям ЭМС в рамках единой автономной системы электропитания.

Современные системы, устройства и технологии требуют от электропривода повышенной точности движения, быстродействия, надежности, при минимальных вносимых системой «преобразователь-двигатель» искажений в сетевое напряжение.

Развитие электроники, создание новых полупроводниковых преобразователей сделали возможным решение поставленных выше задач. Использование нового поколения силовых полупроводниковых приборов типа ЮВТ, ОТО и др. в системах регулируемого электропривода позволяет улучшить массогабаритные показатели устройств управления и существенно повысить технико-экономические показатели электроприводов [25, 27, 33, 65].

В настоящее время проявляется большой интерес к решению этих задач с помощью импульсного управления потоком электроэнергии на высокой частоте [21, 30, 64, 67, 72, 75, 77, 78, 79].

Данной проблеме посвящены теоретические работы зарубежных и отечественных школ и авторов: Глазенко Т.А., Дмитрикова В.Ф., Дмитриева Б.Ф., Джури Э., Ефимова А.А., Заездного А.М., Кобзева А.В., Куо Б., Ланнэ А.А., Розанова Ю.К., Розенвассера Е.Н., Чаплыгина Е.Е., Шрейнера Р.Т. и других.

1.2. ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ, СТРУКТУРЫ И

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

ЭНЕРГИИ

В зависимости от функционального назначения потребителей и способов преобразования энергии вторичные преобразователи решают следующие задачи: трансформации, регулирования, стабилизации, выпрямления, инвертирования, конвертирования, преобразования частоты, преобразования числа фаз, симметрирования, компенсации фазовых сдвигов и мощности искажения, преобразования источника напряжения в источник тока, фильтрации и усиления звуковой частоты [26].

Каждый функционально-значимый блок реализует, как правило, различные комбинации выше перечисленных задач. Требования, предъявляемые к качественным показателям выходных координат функционально-законченных блоков, определяются приемниками электрической энергии.

Главным фактором обеспечивающим эффективность использования современной элементной базы является возможность применения импульсно-модуляционного управления, которое решает две основные задачи: формирование заданного выхода и воспроизведения заданного

управляющего входа, в основе которых лежат амплитудно- и широтно-импульсные методы преобразования энергии [16, 17, 19, 30, 59, 66, 67, 79].

Требования к импульсно-модуляционным преобразователям всегда различны, что предполагает использование большого числа типовых преобразовательных устройств и видов модуляции.

В импульсной технике изменение по определенному закону длительности или амплитуды импульсов, формируемых с определенной частотой, принято называть импульсной модуляцией [67].

Для преобразователей электроэнергии на переменном токе, согласно определению МЭК 551-16-30, широтно-импульсной модуляцией называется импульсное управление, при котором ширина или частота импульсов или та и другая модулируются в пределах периода основной частоты для того, чтобы создать определенную форму кривой выходного напряжения.

В настоящее время все более широкое применение находят широтно-импульсные преобразователи, что объясняется рядом преимуществ:

- высокий КПД, т.к. потери мощности на регулирующем элементе преобразователя незначительны по сравнению с потерями мощности при непрерывном регулировании;

- малая чувствительность к изменениям температуры окружающей среды, поскольку регулирующим фактором является время проводимости управляющего ключа, а не внутреннее сопротивление регулирующего элемента, как при непрерывном регулировании;

- высокое быстродействие, что особенно важно для автоматизированного электропривода;

- гибкость регулирования выходного напряжения в широком диапазоне. Роль широтно-импульсных преобразователей существенно возрастает,

когда первичная сеть выполняется на постоянном токе, т.е. отпадает необходимость в применении выпрямителя.

Однако широтно-импульсным преобразователям присущи и некоторые недостатки:

- импульсный режим работы регулирующего элемента приводит к необходимости устанавливать входные и выходные фильтры, что вызывает инерционность процессов регулирования в замкнутых системах;

- высокие скорости включения и выключения тока в силовой цепи широтно-импульсного преобразователя приводит к возникновению радиопомех.

Несмотря на указанные недостатки, применение широтно-импульсных преобразователей весьма перспективно в таких случаях, когда на первое место выдвигаются такие требования, как высокая экономичность, надежность, малые габариты, малая чувствительность к колебаниям температуры, высокая гибкость и точность регулирования.

1.3. СИСТЕМЫ ШИП-ДПТ

Наиболее экономичным способом регулирования угловой скорости двигателя постоянного тока (ДПТ) является изменение напряжения, подводимого к якорной цепи. Для этой цели используются системы управляемый выпрямитель - двигатель постоянного тока (УВ-ДПТ) и широтно-импульсный преобразователь - двигатель постоянного тока (ШИП-ДПТ).

Ухудшение энергетических характеристик системы УВ-ДПТ при малых нагрузках, особенно ее коэффициента мощности, и отрицательно влияние высших гармоник на сеть привело к использованию систем ШИП-ДПТ [13, 27, 60]. Широтно-импульсный преобразователь (рис.1.1) содержит неуправляемый выпрямитель (НВ). Поэтому при питании от сети переменного тока коэффициент

Рис. 1.1. Система ШИП-ДПТ

Рис.1.2. Эпюра ия (/) при симметричном управлении

Рис.1.3. Эпюра ия (/) при несимметричном и поочередном управлении

мощности такого привода увеличивается практически до единицы. Кроме того, повышение частоты коммутации в ШИП до 1^20кГц, вместо 150^300Гц

позволяет уменьшить неравномерность вращения двигателя, расширить диапазон регулирования и повысить жесткость механических характеристик замкнутых систем электропривода.

Для управления электронными ключами в ШИП используются симметричный, несимметричный и поочередный режим переключения.

Анализ гармонического состава выходного напряжения ия для

данных режимов работы (рис.1.2^1.3) в технической литературе не рассмотрен [12, 13, 27, 79].

1.4. СТРУКТУРЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ В СИСТЕМЕ ЧАСТОТНОГО РЕГУЛИРОВАНИЯ СКОРОСТИ ЭЛЕКТРОПРИВОДА

ПЕРЕМЕННОГО ТОКА

В настоящее время наблюдается устойчивая тенденция, заключающаяся в переходе от исполнительных элементов постоянного тока к исполнительным элементам переменного тока, а также в использовании прямого микропроцессорного управления силовыми полупроводниковыми преобразователями [3, 27, 64, 69, 73].

Для асинхронных двигателей, которые получили наибольшее распространение и потребляют порядка шестидесяти процентов вырабатываемой энергии, используются как скалярные так и векторные методы управления [3, 27, 60, 67, 69]. Наиболее распространенным способом реализации частотного управления асинхронными двигателями является использование преобразователей частоты (ПЧ) с явно выраженным звеном постоянного тока [12, 27, 69].

Различают структуры ПЧ с раздельным управлением напряжением и частотой, а также - с широтно-импульсной модуляцией, осуществляющие одновременное регулирование частоты и напряжения. Регулирование напряжения в структурах с раздельным управлением осуществляется с

помощью преобразователей переменного тока в постоянный, выполненных на базе управляемых выпрямителей (УВ) или НВ и ШИП.

Для управления двухфазными асинхронными двигателями (АДД) используются два однофазных автономных инвертора напряжения (АИН), подключенных к обмоткам управления и возбуждения и выполненных по мостовой схеме (рис. 1. 4). Для регулирования скорости АДД используется широтно-импульсное регулирование (ШИР) и широтно-импульсная модуляция (ШИМ) на несущей частоте [12, 60, 69]. Системы частотного управления АДД обеспечивают круговое электромагнитное поле во всем диапазоне регулирования скорости, что обеспечивает более полное использование электродвигателя по мощности, повышает равномерность вращения и увеличивает коэффициент полезного действия (КПД). Преобразователи частоты для трехфазных асинхронных двигателей строятся на основе использования трехфазных инверторов напряжения и тока [60, 69].

Структура ПЧ со звеном постоянного тока и управляемым выпрямителем (рис.1.5) реализует базовые алгоритмы управления с к, 2к/3 градусной проводимостью [12, 74, 76], которые характеризуются несинусоидальностью выходного напряжения, что приводит к несинусоидальному характеру тока в статорных обмотках и пульсациям момента двигателя, вызывающим неравномерность вращения двигателя, особенно на малых скоростях.

Указанные недостатки частично устраняются в структуре с неуправляемым выпрямителем и автономным инвертором напряжения (рис.1.6) за счет использования ШИР или ШИМ, которая используется для управления АД малой и средней мощности. В данном случае влияние процессов преобразования на первичную сеть минимально, а энергия запасенная АД в режимах торможения рассеивается с помощью резистора Кт.

Для рекуперации энергии в первичную сеть (АД большой мощности) используются структуры (рис.1.7) с активным выпрямителем напряжения (АВН).

При этом в системе управления могут решаться следующие задачи [21, 64, 77, 78]:

Рис. 1.4. Структура двух фазного инвертора напряжения для управления АДД

Рис. 1.5. Структура преобразователя частоты со звеном постоянного тока и

управляемым выпрямителем

Рис. 1.6. Преобразователь частоты с трехфазным инвертором и широтно -

импульсной модуляцией

Рис. 1.7. Структура преобразователя частоты с активным выпрямителем

- стабилизация выпрямленного напряжения на заданном уровне путем воздействия на амплитуду заданных фазных токов сети;

- формирование фазных токов сети, близких по форме к синусоиде путем воздействия на напряжение управления;

- поддержание заданного коэффициента мощности сети (индуктивного, емкостного или равного единице) путем воздействия на напряжение управления;

- передача энергии из сети переменного напряжения в цепь постоянного напряжения и противоположном направлении.

Для АД большой мощности применяют частотно-токовый метод управления на основе использования автономных инверторов тока (АИТ).

АИТ по принципу действия осуществляет распределение подводимого к нему тока по фазам двигателя, следовательно, его применение требует обязательного использования входного управляемого преобразователя, осуществляющего регулирование силы тока [27, 60, 69].

1.5. СПОСОБЫ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ ЧАСТОТЫ

Устройства управления ПЧ должны реализовывать способ, который обеспечил бы удовлетворение двух основных требований, предъявляемых к системе ПЧ-АД:

- минимизация потерь в двигателе и минимизация пульсаций момента, обусловленных воздействием полей первой и высших гармоник;

- минимизация потерь в элементах преобразования.

Эти требования противоречивы, так как для улучшения работы двигателя следует повышать несущую частоту, а для уменьшения потерь в преобразователе ее следует уменьшать, кроме того, двухсторонняя энергетическая связь требует добавочных переключений в преобразователе.

1.5.1. АЛГОРИТМЫ УПРАВЛЕНИЯ АВТОНОМНЫМИ ИНВЕРТОРАМИ НАПРЯЖЕНИЯ

Любые способы управления АИН в системе ПЧ-АД должны отвечать единым требованиям, заключающимися в возможности глубокого регулирования частоты основной гармоники и ее амплитуды, разделения рабочей полосы частот и полосы, в которой располагаются нежелательные составляющие.

Требования к качеству выходного напряжения АИН установок, асинхронного электропривода и электрических сетей нормируются ГОСТ 13109-97.

Эксплуатационные характеристики АИН характеризуются [66, 75]: - коэффициентом преобразования по напряжению ^, под которым

понимается отношение максимально возможного действующего

значения основной гармоники выходного напряжения АИН к среднему напряжению в цепи постоянного тока;

- качеством выходного напряжения, определяемым коэффициентом гармоник (Кг) для низкочастотной и эквивалентной комбинационной гармоникой (иэ), а также коэффициентом компенсационных гармоник (Кгк) для высокочастотной части частотного спектра;

- формой кривой потребляемого тока из цепи постоянного тока. Выходное напряжение АИН представляется в виде

ин а)=^ ^ ^),

где ^ (I) - схемная коммутационная функция.

Следовательно, задача управления качеством выходного напряжения АИН сводится к формированию ^ (*), которая определяется выбранным законом управления и видом широтно-импульсной модуляции.

Диапазон мощностей у различных систем ПЧ-АД весьма широк и составляет от 0,4 до 500кВт и более. Скорость вращения таких систем регулируется в диапазоне 0^400Гц и более. Одним из факторов повышения качества выходного напряжения является выбор частоты коммутации силовых ключей инвертора. Принципиально повышение частоты возможно до 30кГц (использование сверхпроводящих ЮВТ-модулей), что снижает амплитуду пульсаций трехфазного тока обмотки статора и связанные с ними шумы и вибрации в АД в звуковом спектре частот. Снижение времени включения и выключения ключей (повышение частоты коммутации) ниже 1мкс повышает нелинейность процесса преобразования. Это связано с уменьшением соотношения периода ШИМ и «мертвого времени» (зоны неуправляемости ключа). Вместе с тем повышение частоты коммутации свыше 5^10кГц вызывает резкое увеличение тепловых нагрузок на ключе в статических и динамических режимах. Так, при увеличении частоты коммутации до 20кГц тепловые потери возрастают в 5^10 раз, что вызывает

снижение токовых нагрузок в соответствующем соотношении, и приводит к изначальному увеличению габаритов преобразователя и его удорожанию.

Список литературы диссертационного исследования кандидат наук Розов Алексей Юрьевич, 2021 год

„к -

в = УВк

„к

3„к - 2„к& 2

+ 8

.+ <

„к ^

-в1п | - — 1 + сов

„к + 2„к& . „к

2

вт

2

= 0; УА> = 0;

= УВ^ = — [сов „к(2 - & ) - сов „к(1 - & ) + сов „к& - сов „к(1 + )] =

„к

„к

вт „к& = — вт

4 . „к . „к&

„к 2

вт

2

; к = 2е+1;е = 0, 1, 2, ...;

2и„ . „(1 + п) . „(1 + и)& 2П . „(1 - п) . „(1 - п)&,

иА =-вю^--вю^-^ +-вю^--вю^-^

п „(1 + п) 2 2 „(1 - п) 2 2

иВп = 0; ип = и4;п = 2е;е = 1, 2, 3, ....

Регулировочная характеристика примет вид

(3.10)

Т

0

3

3

4

T

UA (d2 ) = J Fk (t )sin atdt = ■

0

0,5T(1-d3 ) T(1-0,5d6 )

J sin rat dt - J sin rat dt

0,5d1T 0,5T(1+ d4 )

= 0,5UnFB, = Usin ■O2. (3.11)

к 2

На рис.3.2 кривой 2 представлена регулировочная характеристика, а на рис. 3.14^3.16 - частотные спектры напряжения на выходе ключевого блока при d2 = 0,8; 0,5; 0,3. На рис.3.17 представлены зависимостиКП, кП2,KП4 от

d 2.

Анализ полученных результатов позволяет сделать следующие выводы. Из рис.3.2 и формул (3.5), (3.7), (3.9) следует, что регулировочные характеристики при комбинированном и управлении углами включения и выключения совпадают и являются нелинейными от d , как и регулировочные характеристики при симметричном управлении (3.11). Наибольшее отклонение от линейной (рис.3.2 кривая 3) имеет регулировочная характеристика при симметричном управлении (рис.3.13). Частотные спектры, определяемые выражениями (3.4), (3.6), (3.10), содержат только четные гармоники. Частотный спектр при комбинированном управлении, определяемый выражением (3.8), содержит как четные так и нечетные гармоники. Влияние нечетных гармоник снижается с увеличением d2 (рис.3.12).

С уменьшением значений d2, т.е. с ростом глубины регулирования постоянного напряжения, увеличиваются коэффициент пульсаций и коэффициенты пульсаций второй и четвертой гармоник, что говорит о плохом гармоническом составе напряжения на выходе ключевого блока. Наименьшие значения K , K , K наблюдаются при симметричном управлении (рис.3.13), т.к. при одинаковых значениях d2 величина постоянной составляющей в выходном напряжении выше по сравнению с комбинированным и управлением углами включения и выключения.

n

ша/ит

шп/ит

__—--/

N Ч=2~

/ .-'У 4 N = 3

/у = 4

О 0.2 0.4 0.6 0.8

Рис.3.9. Регулировочные характеристики при = 1

2 22 42

Рис. 3.11. Частотный спектр при

й2 = 1; у = 0,8; N = 5

Рис.3.13. Зависимость ^ЦЦа от у

при й2 = 0,5; N = 5

N=1 V N = 3 \

N = 4 N=2

0 0.2 0.4 0.6 0.8

Рис.3.10. Регулировочные характеристики при

й2 = 0,5

2 22 42

Рис.3.12. Частотный спектр при

й2 = 1; у = 0,8; N = 10

Рис.3.14. Зависимость уЦЦа от у при й2 = 0,5; N = 10

Рис.3.15.3ависимости коэффициента рис.з. 16.Зависимости коэффициента пульсаций Кп и коэффициентов пульсаций Кп и коэффициентов

пульсаций для 2 и 4 (КП2; КП4) пульсаций для 2 и 4 (КП2; КП4)

гармоник от у при = 0,5; N = 5 гармоник от у при = 0,5; N = 10

При использовании управляющей функции с углами включения или выключения появляется отстающий или опережающий фазовый сдвиг по отношению к выходному напряжению ключевого блока при симметричном и комбинированном управлении.

Получение необходимых качественных показателей выходного напряжения преобразователя возможно за счет наращивания объема электротехнического оборудования (применение сглаживающих фильтров с большими значениями индуктивности), что невозможно признать перспективным решением указанного вопроса. Другой путь заключается в применении импульсно-модуляционного подхода на основе многократной коммутации с использованием различных видов модуляции и широтно-импульсного регулирования.

3.1.2. МНОГОКРАТНАЯ КОММУТАЦИЯ

В данном случае на полупериоде выпрямленного напряжения осуществляется несколько коммутаций полупроводниковых ключей, т.е. N > 2 в (2.11).

3.1.2.1. ПРЯМОУГОЛЬНАЯ ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНАЯ

МОДУЛЯЦИЯ

При формировании коммутационной функции с использованием единичной широтно-импульсной последовательности с двухсторонней модуляцией (рис.2.2): yh = 1 -clh -c2A = const; c1A = c2A = const.

Для управляющей функции с углом включения (= = 0; d2 = ; d = = 1 - ; N = N) выражения для FA, FBk в (2.10) примут вид:

N -1

ЙА =

. „kуd2

„к

вт

И=0

2 N

сов „к

& + (2И +1)

1 2 ^ 7

4 . „ку& . „kd9

=--вт--вт-

„к 2 N 2

„к&

сов

2

4 N-1 ЕВ = — £ вт

„к

И=0

„ку& . ,

-2вт „к

2 N

& +

& 2 2 N

(2И +1)

4 . „ку& . 2 „к&

— вт-2вт -2

„к 2 N 2

. „к& вт-2

V 2N

-1

'вт I ; (3.12)

V 2N У

ЕА = 0;к = 2е+1;е = 0, 1, 2, ....

4

Выражения для и\ , иви в (3.3) примут вид:

2и . „(1 + у . 2 „(1 +

иА = / т ч вт —-^^-вт2

/ чвт „(1 + п) 2 N 2

. 2 „(1 - п)ё.

х вт —-—

2

. „(1 + п)&2

вт

2 N

+ -

2и

„(1 - п)&2

т в1п "/"2у х

„(1 - п)

. „(1 - я)d2

вт

2 N

ив = -

2П . „(1 - п)^9 у . „(1 - п)&9 „(1 - п)&,

, т ч вт —-^-вт -2-^сов —--^

„(1 - п)

2 N

вт

„(1 - п&2

2 N

2 N

(3.13)

+ -

2и т ; „(1 + п)

. „(1 + п)&у . „(1 + п)& „(1 + п)&

х вт —-^^-вт —-^^сов 2

2 N

2

2

. „(1 + n)d2

вт

2 N

и„ =,р4 + ив2п = 05и^(ЕВ+я + ЕВ-п,)2 -йА+п)2 =

= 0,5^/^+1 + и12-п - 2ип+1и1-п сов ж/2 ; п = 2е; е = 1, 2, 3, ...;

4 . „(1 + п)^9у . „(1 + n)d9

и^, = —7-ч- вт —-^-^-вт —-

п+1 „(1 + п) 2N 2

. „(1 + п )&9

вт —-'-А-

2 N

и-п =

4 . „(1 - п)^2у . „(1 - п)й.

-вт

вт

„(1 - п) 2 N 2

Регулировочная характеристика примет вид

вт

(1 - п^ 2

2 N

иА (&2 )=

N-10,5Т&1 + ЬИ м-10,5Т(1+ &4 )+Ь1И

£ |вт шг ёг -£ |вт шг ёг

h=00,5Td1 + аИ И=0 0,5Т(1+ й4 )+ Ль

и

„

N-1

х ]£ вт —— вт

„& 2 у,

И=0

2 N

= 0,5^^ =

+жdL (2И +1) 1 2 N 4

2и„ . у

„& у .

+ £ вт ■

и=0 2^

вт

„& + (2И +1)

2 N

т .....2 I • 2 „d2

т вт —— вт —2

„

. „d9 вт —2

V 2 N

2и„

■у вт

2 „d2

, . (3.14)

2 N 2

На рис. 3.18, 3.19 представлены регулировочные характеристики для ^ = 0,5; 1 при N = 1, 2, 3, 4, а на рис. 3.20, 3.21, 3.24, 3.25 - частотные спектры и зависимости Кя, КП2, КП4 от у. На рис. 3.22, 3.23 графики высокочастотной части спектра

2

2

-1

х

2 N+7

2 N+7

,0) = сое пш +

в1П НШ

(3.15)

п=2 N-7

п =2 N-7

Для управляющей функции с углом выключения (^ = ^ = 1 - ^; ^ = ^; ^ = = 0; N = N) выражения для Я4, ЯБк в (2.10) примут вид:

яа =

кк

Э1П

ккуй2 2 N

кк&

X соэ ^ (2* +1) =

2 . ккуй2 .

й=0

2 N

кк

Э1П

2 N

э1п ккёп

Э1П

ккй2 2 N

ШП/ГЛ

о 1/т

N=1 Г"

/ .'У ^ . ■ > N II = 4

/¿Г /У- 2

0.2

0.4 0.6

0.8

%

Рис.3.17. Регулировочные характеристики при ^ = 1

илп/и,

(у

7Т

Т /= 1

2 4 Л7 = 3

II 4*-

0.2

0.4 0.6

0.8

Рис.3.18. Регулировочные характеристики при ^ = 0,5

0 1и-; у /Уу _ N __- лА,ч_/\/У ^

2 22 42

Рис. 3.19. Частотный спектр при

й2 = 1; у = 0,3; N = 5

2 22 42

Рис.3.20. Частотный спектр при

й2 = 1; у = 0,3; N = 10

Рис.3.21. График высокочастотной части спектра при ^ = 1; У = 0,5; N = 10

Рис. 3.22. График высокочастотной части спектра при ^ = 1; У = 0,5;

N = 5

и

N -1

4

Рис.3.23.Зависимости коэффициента Рис.3.24.3ависимости коэффициента пульсаций Кп и коэффициентов пульсаций Кя и коэффициентов пульсаций для 2 и 4 (Кп 2; Кп 4) пульсаций для 2 и 4 (КЯ2; КЯ4) гармоник от у при = 1; N = 2 гармоник от у при = 1; N = 3

0 0.8 1 6 2.4

Рис. 3.24. Эпюра напряжения при

= 1; у = 0,5; N = 10 Км = 0,5

Рис. 3.26. Частотный спектр

при ^ = 1; у = 0,5; N = 10

Рис. 3.28. График высокочастотной части спектра при & = 1; у = 0,5; N = 10

0 0.8 1.6 2.4

Рис. 3.25. Эпюра напряжения при &

= 0,5; у = 0,5; N = 5

и„/ит

0.5

0.25

*

0 к. л 1А,.,, ,/■■ дА/

22

42

Рис. 3.27. Частотный спектр

при = 0,5; у = 0,5; N = 5

Рис. 3.29. График высокочастотной части спектра при ^ = 0,5; у = 0,5;

N = 5

4

3 КП

2

1-А-„

О 0.5 1

Рис.3.30. Зависимости коэффициента пульсаций Кя и коэффициентов пульсаций для 2 и 4 (КП2; КП4) при

¿2 = 1; у = 0,5; N = 10

6 5 К , "

3

ь

О 0.5 I

Рис.3.31. Зависимости коэффициента

пульсаций к и коэффициентов пульсаций для 2 и 4 ( кП ; кП ) при й2 = 0,5; у = 0,5; N = 5

4 . якуМ ^ . якМ „ \ 4 . якуМ . 2 1Вк = ТГ5т ^л,2 XЙ1П ^ГГГ(2^ +1)= —в"1 —— в1п2

якМ

як

2N 2N 4 7 як 2N 2

^ = 0; к = 2е+1;е = 0, 1, 2, ....

якМ

в1П --

V 2 N

; (3.16)

Выражения для ид, ивп в (3.3) примут вид:

ил =

2и„ . я(1 + п)М2у . 2 я(1 + п)М2

я(1 + п)

в1П

2 N

в1П

. я(1 + П)М9

в1П —--'-А-

2 N

+

2иМ 81п я(1 ~ ПУ2У

я(1 - п) 2 N

х вт

я(1 - п )М2

вт

2и

иВп

Ч1 - п)

я(

» в1п -(] п)2у 81п я(1 -пМ.

я(1 - п) 2 N

в1П

х вт

я(1 + п)М

вт

я(1 - п)й2 2 N _

я(1 - п)й7 2 N

я(1 + п)м 2N

(3.17)

2и

я(1 + п)

в1П

я(1 + п)(М2 у

2 N

ип =,/ил2+ив2 = 0,5ит (1В+,:+^В, „)2-1Д+„)2 =

= 0,5и , и„2+1 + и2п -2ип+1и1-псовяМ2 ; п = 2е;е = 1, 2, 3, ...;

ип+1 =

и\-п =

4 . я(1 + п)й2у . я(1 + п)М

-вт

в1П

я(1 + пУ 2N 2

4 . я(1 - п)й2у . я(1 - п)й2

я(1 - п)

. я(1 + п )М2

в1П

2 N

в1П

в1П

в1П

2 N я(1 - п)М

2 N

Регулировочная характеристика примет вид

х

2

2

2

Щ, (¿2 ) =

Цп Т

1Ъ* N1 -10.5Т+Ъ1*

X |в1п Ш & -X |§1п Ш &

*=00,5Т+а1*

*=0

а*

и„

к

N -1

х

*=0

. К^2 У • к&2

Э1П-— Э1П

2 N 2N

(2* +1) +

Ув1п К&5У э1п ^ (2* +1)

Х 2^ 2 N1 7

2Ц К&2У • 2 к&2 I • к&2 = 0$итгБл = —пЭ1п —— Э1п —21 Э1п —2 п 1 к 2N 2 I 2N

2Ц„

-у вт

2 К&2

(3.18)

к 2

Из формул 3.13, 3.14, 3.17, 3.18 следует, что регулировочные свойства и частотные спектры напряжения на выходе ключевого блока при управлении углами включения и выключения совпадают.

Для управляющей функции с комбинированным управлением (& = & = 0; & = &; & = & = 1 -<&2) выражения для ЯЛк, ЯБк в (2.10) примут вид:

^ 2 I ^ . кку&

кк

й=0

кк& /_, ч ^-Ч1 . кку& ,