Активные фильтры на основе специализированных усилителей, выполненных на аналоговых базовых матричных кристаллах тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.13.05, кандидат технических наук Зо Мин Аунг

• Зо Мин Аунг
• кандидат технических наук
• 2005

Оглавление диссертации кандидат технических наук Зо Мин Аунг

ВВЕДЕНИЕ.

Глава 1. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ АКТИВНЫЕ ГИРАТОРНЫЕ ЗВЕНЬЯ НА ОСНОВЕ АНАЛОГОВЫХ БАЗОВЫХ МАТРИЧНЫХ КРИСТАЛЛОВ.

1.1. Возможности реализации высокочастотных звеньев на гираторах.

1.2. Анализ транзисторных гираторных звеньев.

1.3. Аналоговые базовые матричные кристаллы « Фархад-2» и « Феникс».

1.4. Разработка гираторных звеньев, предназначенных для реализации на АБМК.

1.4.1. Моделирование схем гираторных звеньев на основе АБМК "Фархад-2".

1.4.2. Экспериментальные исследования микросхемы, реализованной на АБМК "Фархад-2".

1.4.3. Моделирование гираторных звеньев, выполненных на основе элементов АБМК "Феникс".

1.5. Сравнение активных звеньев 2-го порядка по обобщенным параметрам.

1.6. Выводы.

Глава 2. РАСШИРЕНИЕ ДИНАМИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА ЛЕСТНИЧНЫХ ПОЛОСОВЫХ АКТИВНЫХ ФИЛЬТРОВ

С ПОЭЛЕМЕНТНОЙ ИМИТАЦИЕЙ.

2.1. Преобразования Нортона.

2.2. Схемы LRC-цепей до и после преобразований Нортона.

2.3.Амплитудно-частотные характеристики LCR-цепей дои после преобразований.

2.4. Чувствительность лестничных LRC-цепей до и после преобразований

2.5. Разработка схемы активных фильтров до и после преобразования.

2.6. Определение динамического диапазона в активных полосовых фильтрах до и после преобразований.

2.6.1. Верхняя граница динамического диапазона.

2.6.2. Выходные напряжения шума.

2.7.Экспериментальныеисследования полосовых лестничных активных фильтров.

2.8. Активные фильтры с многопелевой обратной связью.

2.8.1. Разработка схемы АФ с многопетлевой обратной связью.

2.8.2. Экспериментальные исследования АФ.

2.9. Выводы.

Глава 3. ЛЕСТНИЧНЫЕ ПОЛОСОВЫЕ АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ

НА СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ.

3.1. Требования к усилителям, предназначенным для реализации лестничных активных фильтров с поэлементной имитацией.

3.2. Разработка схем специализированных усилителей.

3.3. Лестничные полосовые фильтры, выполненные на основе специализированных усилителей.

3.4. Сравнение параметров полосовых фильтров, выполненных на основе ОУ и специализированных усилителей.

3.5. Выводы.

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Активные фильтры на основе специализированных усилителей, выполненных на аналоговых базовых матричных кристаллах»

Электрические фильтры находят широкое применение в вычислительной технике, системах автоматического управления, регулирования, передачи информации, радиотехнике, технике измерения и различного рода функциональных преобразователях. Используемые до недавнего времени во многих электронных устройствах LC-фильтры, электромеханические и пьезокерамические фильтры, фильтры ПАВ постепенно вытесняются из аппаратуры микроэлектронными фильтрами, выполненными на микроэлектронных компонентах и элементах [1-4].

По принципу действия все микроэлектронные фильтры подразделяются на цифровые и аналоговые. В свою очередь аналоговые микроэлектронные фильтры бывают линейными, в которых электронные компоненты и элементы используются в линейном режиме (например, активные фильтры на ОУ), и фильтры в которых используются нелинейные элементы (например, перемножители в квадратурных фильтрах или ключи в SC-фильтрах и синхронных фильтрах).

В последнее время в связи с развитием микроэлектроники все больший интерес разработчиков привлекают цифровые фильтры (ЦФ), представляющие собой достаточно сложные устройства. Они строятся на основе аналого-цифровых преобразователей (АЦП), сигнальных процессоров, постоянных и оперативных запоминающих устройств, цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП), активных фильтров (АФ) нижних частот. Цифровые фильтры имеют ряд достоинств по сравнению с аналоговыми фильтрами: лучшие точность и стабильность, возможность реализации самых разнообразных характеристик и осуществление их перестройки. На основе техники цифровой фильтрации могут быть реализованы высокодобротные частотно-избирательные цепи.

Ценным качеством ЦФ является большая информационная емкость их памяти, что позволяет реализовать селективные устройства с добротностью 103—104 и полосовые фильтры с переходной полосой 0,1—1 Гц [5]. Перечисленные выше параметры и возможность получения стабильной резонансной частоты делают БИС ЦФ по электрическим параметрам конкурентоспособными, по крайней мере в звуковом диапазоне частот, практически со всеми известными в настоящее время фильтрами. Решающими факторами, определяющими выбор типа фильтра, часто являются вопросы его стоимости и потребляемой мощности. По этим показателям ЦФ уступают другим типам фильтров. Тем не менее, с дальнейшим прогрессом в области микроэлектроники ЦФ будут становиться все дешевле и экономичнее. В звуковом диапазоне частот они в ряде случаев постепенно вытеснят из электронной аппаратуры другие типы фильтров.

Однако нужно отметить, что ЦФ не смогут во многих случаях обеспечить необходимый динамический и частотный диапазоны. При этом нужно учесть, что динамический диапазон полезных сигналов и помех во многих электронных устройств составляет 90—100 дБ [6], а необходимый частотный диапазон единицы и десятки МГц. Таким образом, на входе ЦФ должен стоять, как минимум, 16—20-разрядный АЦП, работающий в диапазоне радиочастот и имеющий уровень шумов, приведённых ко входу единицы или десятки мкВ. В настоящее время создать такой АЦП технически очень сложно. При этом нужно учитывать также, что реальная нижняя граница динамического диапазона при использовании ЦФ может понизиться из-за помех от наводок, возникающих в коммутируемых цепях. Влияние помех будет тем больше, чем меньше уровень обрабатываемых сигналов. Сложность конструирования таких электронных устройств непомерно возрастает.

Другой проблемой, возникающей при использовании ЦФ, является ограничение в потребляемой мощности. При этом, как показано в работе [7], из всех узлов ЦФ наибольшую энергию потребляет АЦП. Именно по этой причине сравнение ЦФ с линейными активными фильтрами по обобщённому параметру, учитывающему частотный и динамический диапазоны фильтров, их избирательность и потребляемую мощность оказывается не в пользу ЦФ.

Таким образом, из-за недостаточных динамического и частотного диапазонов и большой потребляемой мощности ЦФ имеют ограниченное применение. В тех же случаях, в которых это применение возможно на входе ЦФ должны быть использованы линейные активные фильтры. При этом достигается компромиссное решение: предварительная фильтрация — усиление сигналов малой величины с помощью простых линейных активных фильтров, а затем качественная фильтрация и обработка сигналов с помощью ЦФ. В связи с тем, что рабочая частота сигнальных процессоров, на основе которых реализуются ЦФ, и разрядность быстродействующих АЦП всё время возрастают стоит задача расширения частотного и динамического диапазона АФ.

Более экономичными фильтрами, способными обеспечить как и ЦФ высокую избирательность, являются аналоговые фильтры с использованием нелинейных элементов.

Синхронный фильтр представляет собой цепочку с одним резистором и набором конденсаторов, подключаемых по очереди к общей шине с помощью ключей. Основной особенностью синхронных фильтров является преобразование спектра входных сигналов. При этом полоса пропускания фильтров в области высоких частот определяется узкой полосой пропускания используемых в них фильтров нижних частот. Это даёт возможность обеспечить получение больших добротностей. Другим достоинством синхронных фильтров является возможность с помощью кварцованного генератора обеспечить высокую стабильность резонансной частоты. Недостатками фильтров являются их относительная сложность и невысокий динамический диапазон, что обусловлено прежде всего высоким уровнем их шумов.

Преобразование частотного спектра сигналов используется и в других фильтрах с использованием нелинейных элементов - аналоговых перемножителей. Наилучшие параметры при этом получаются при использовании квадратурных фильтров, в которых, как и в синхронных фильтрах, может быть получена высокая добротность и стабильная резонансная частота, обеспечиваемая кварцованным генератором синусоидальных сигналов. Однако и квадратурные фильтры имеют недостаточный динамический диапазон для многих применений. Как показал анализ литературных источников [2,8],синхронные и квадратурные фильтры имеют динамический диапазон не более 60 дБ.

Для увеличения динамического диапазона таких фильтров так же, как и в цифровых фильтрах, необходимо использовать во входных и выходных цепях активных фильтров, устраняющих паразитные сигналы коммутации и паразитные выбросы в АЧХ.

Большое распространение в электронной аппаратуре получили фильтры с коммутируемыми емкостями (SC-фильтры). В SC-фильтрах роль резисторов выполняют конденсаторы, переключаемые с высокой частотой от одной части цепи к другой. Заряд и разряд конденсатора обеспечивает передачу электрической энергии из одной части цепи в другую, что определенным образом моделирует действие резистора, по которому протекает ток. Замена резисторов переключаемыми конденсаторами дает возможность существенно понизить постоянные времени пассивных цепей, что позволяет реализовать такой фильтр в виде полупроводниковой интегральной схемы. При создании фильтра при этом обычно используют МДП - технологию, с помощью которой просто реализуются конденсаторы и ключи, служащие для коммутации конденсаторов [9-11]. При этом поскольку конденсаторы должны коммутироваться, рабочий диапазон частот в SC-фильтрах ограничен. Дополнительными источниками шумов в фильтрах являются шумы, связанные с дискретизацией и прохождением сигналов, управляющих ключами на выход фильтров. Как известно, для расширения динамического диапазона SC-фильтров на его входе и выходе должны использоваться линейные активные или пассивные RC-филыры.

Известно, что активные RC фильтры при приемлемых частотных и динамических диапазонах не обеспечивают высокой добротности. Однако большинство избирательных устройств, используемых в электронной аппаратуре, имеют сравнительно невысокую добротность. По оценке специалистов примерно в 80% случаев требуемое значение добротности фильтров не превышает 50. Фильтры с такой добротностью могут быть просто реализованы на основе линейных активных RC-цепей.

Таким образом, в электронной аппаратуре линейные активные фильтры могут использоваться как самостоятельно, так совместно с другими микроэлектронными фильтрами с целью расширения их динамического диапазона.

Активные RC-фильтры (ARC-фильтры) содержат пассивные RC-цепи и активные устройства (усилители, гираторы, конверторы отрицательного сопротивления), при помощи которых обеспечивается требуемые амплитудно-частотные характеристики [12-14]. Они обеспечивают возможность получения самых разнообразных частотных характеристик, имеют малые массу и габариты.

Известно, что передаточную функцию К(р) любого активного фильтра, выполненного на активных элементах и сосредоточенных пассивных элементах, в общем случае можно представить в виде:

К{р) = ьо +Ь1р + Ь2р2 +.+bmpm = В(р) al+aip + a2p2+.+ апр" А(р) 9 где w -а коэффициенты я, и Ь,- могут в зависимости от типа и сложности фильтра приобретать различные действительные значения. Корни уравнений В(р)=0, А(р)=0 называются нулями и полюсами передаточной функции. Особенность активных фильтров состоит в том, что полюсы, т.е. корни характеристического уравнения А(р)=0, является комплексносопряжёнными. (При п нечетном, один из полюсов должен быть действительным.)

В ARC-фильтрах активные элементы, работающие в линейном режиме, обеспечивают за счет усиления и обратной связи компенсацию потерь в пассивных элементах и тем самым высокую избирательность. Активные RC-фильтры обладают рядом достоинств: простотой и возможностью интегрального изготовления, достаточно большими динамическими и частотными диапазонами, экономичностью. Одним из важных достоинств является возможность совмещения в одном устройстве функции фильтрации и усиления.

Как известно, динамический диапазон (ДД) активных фильтров ограничен, с одной стороны, шумами, а с другой — нелинейными искажениями. При этом следует отметить, что шумы, определяющие нижний предел ДД, у активных фильтров, как правило, больше, чем у пассивных LC-фильтров. Действительно, шумы LC-фильтров определяются в основном шумами омических сопротивлений катушек индуктивности, которые, как правило, невелики. В АФ резисторы являются частотно-задающими элементами, поэтому их сопротивления всегда больше омических сопротивлений катушек индуктивности. Кроме того, к шумам сопротивлений добавляются шумы активных элементов.

Верхний предел ДД меньше, чем у пассивных LC - фильтрах, так как нелинейные искажения в пассивных LC-фильтрах, выполненных на катушках индуктивности без сердечников, также оказываются меньше, чем в АФ. Дело в том, что резонансные токи и напряжения в LC -цепях возникают в пассивных элементах, линейность которых в большинстве случаев выше линейности активных элементов. В активных RC-цепях резонансные токи и напряжения действуют в активных элементах, что и приводит к большим нелинейным искажениям. Таким образом, решение вопросов применения активных фильтров в электронной аппаратуре неизбежно связано с решением проблемы расширения ДД.

Известно, что линейные активные RC-фильтры часто строятся на основе звеньев второго порядка, имеющих узкополосный выброс амплитудно-частотной характеристики (АЧХ). При этом в диапазоне частот, соответствующим этому выбросу АЧХ, обеспечивается усиление выходных сигналов. По этой причине в [15] такие звенья называются селективными RC-усилителями.

Селективный RC-усилитель характеризуется большими числом параметров: резонансной частотой fp, добротностью Q, коэффициентом усиления на резонансной частоте K(fp), их чувствительностями, коэффициентом передачи при больших расстройках, т.е. на частотах 0 и оо, выходными шумами, нелинейными искажениями, динамическим диапазоном.

Различают два основных вида селективных усилителей: потенциально устойчивые и потенциально неустойчивые [15]. Потенциально устойчивые селективные усилители, которые остаются устойчивыми при любом разбросе параметров пассивных и активных элементов, имеют, как правило, малую чувствительность добротности к пассивным элементам, что обеспечивает их стабильность, упрощает процесс настройки и регулировки. Однако максимальная добротность подобных схем ограничена коэффициентом усиления усилительных каскадов. Это приводит к необходимости обеспеченно большого коэффициента усиления по петле отрицательной обратной связи, что увеличивает чувствительность добротности к этому коэффициенту и, в ряде случаев, уменьшает частотный диапазон их возможного применения.

Положительное качество потенциально неустойчивых схем заключается в возможности получения высоких добротностей при сравнительно малых коэффициентах усиления активных элементов. Это даёт возможность обеспечить малую чувствительность добротности звеньев к коэффициентам усиления используемых усилителей, а также широкий частотный диапазон. Однако они имеют большую чувствительность добротности к пассивным элементам.

В настоящее время большое число активных фильтров часто реализуется с использованием микросхем операционных усилителей (ОУ).

Потенциально устойчивые селективные усилители на основе одного ОУ применяются при Q< 5 в диапазоне частот до нескольких сотен килогерц. Применение таких звеньев обеспечивает полученные стабильных добротности и резонансной частоты и низкий уровень собственных шумов при малой величине потребляемой мощности.

Потенциально неустойчивые усилители на одном ОУ могут быть использованы в более широком диапазоне частот. Но значения реализуемых добротностей не должны превышать 5-20, поскольку при больших Q начинает влиять большая чувствительность Q к пассивным элементам.

Потенциально устойчивые селективные RC усилители на двух операционных усилителей целесообразно применять, если необходимо реализовать устройство с большими добротностями в широком диапазоне частот. Стабильности добротности и резонансных частот усилителей, выполненных по этим схемам, получаются достаточно высокими. Схемы на двух ОУ могут быть рекомендованы также для использования в аппаратуре при небольших Q, когда определяющей характеристикой устройство является большой динамический диапазон. Это связано с тем, что при одинаковых реализуемых добротностях схема на двух ОУ имеют меньшее отношение параметров пассивных элементов, чем потенциально устойчивые схемы на одном ОУ. По сравнению с потенциально неустойчивыми схемами звенья на двух ОУ имеют существенно меньшую чувствительность добротности к пассивным элементам.

Большими функциональными возможностями обладают схемы на двух интеграторах, выполненных с использованием трех и четырех ОУ. Эти схемы позволяют реализовать передаточные функции любого вида. Они удобны в регулировке, могут быть использованы при низких уровнях приведенных к выходу напряжений шумов. Недостатком схем является большая потребляемая мощность.

Микросхемы операционных усилителей являются универсальными компонентами электронных устройств. По этой причине при их реализации стараются обеспечить на должном уровне каждый из многочисленных параметров, характеризующих ОУ (Только основных параметров ОУ более 30). Лишь при этом условии возможно широкое применение создаваемых микросхем ОУ и их конкурентность на рынке, начитывающим несколько тысяч различных типов микросхем ОУ. Вместе с тем, при создании на основе ОУ активных фильтров некоторые их параметры оказываются избыточными.

Например, при создании полосовых активных фильтров, следует учесть, что статические параметры (входные токи и напряжения смещения, их температурный дрейф) в большинстве случаев не имеют принципиального значения. Это связано с тем, что активные RC-фильтры работают в динамическом режиме. Кроме того, требование хорошей воспроизводимости основных характеристик активных RC-цепей обязывает проектировать такие схемы, для которых статические погрешности не проводили бы к значительным изменениям параметров и характеристик фильтров. При проектировании активных фильтров достаточно ограничиться требованиями лишь к таким параметрам усилителей, влияние которых является определяющим на изменение характеристик фильтров. Как указывается во многих работах по активным RC-цепам [16-19], наибольшее влияние на основные параметры селективных RC-цепей оказывают коэффициенты усиления усилителей, их частотные зависимости, шумовые характеристики и нагрузочные возможности, потребляемые мощности, входные и выходные сопротивления.

Таким образом, применительно к использованию в АФ микросхемы ОУ имеют избыточность многих параметров. По этой причине избирательные устройства на базе ОУ потребляют большую мощность, имеют недостаточно широкий частотный диапазон. Кроме того, требуется использование большого числа микросхем ОУ, что увеличивает габариты фильтров.

Более просто и экономично создавать активные фильтры, реализованные на основе специализированных усилителей, которые в отличие от ОУ могут быть выполнены на гораздо меньшем количестве транзисторов. Такие специализированные усилители можно реализовать на основе аналоговых базовых матричных кристаллов (АБМК). Если схемотехника специализированных усилителей будет достаточно простой, то на АБМК может быть реализовано несколько усилителей, что позволит на одной - двух микросхемах на основе АБМК реализовать АФ достаточно высокого порядка.

При решении задачи создания активных фильтров с широким частотным диапазоном можно использовать гираторные звенья АФ. Как известно [15], на основе так называемых трёхтранзисторных гираторов можно создавать высокочастотные активные фильтры, перекрывающие диапазон длинных, средних и коротких радиоволн. Однако для реализации таких фильтров на основе АБМК требуется разработка соответствующих специализированных усилителей. Гираторные фильтры, реализованные на основе АБМК, позволят уменьшить габариты, стоимость и энергопотребление избирательных устройств.

Традиционным способом построения фильтров высокого порядка (с передаточной функцией выше третьего порядка) является простое каскадирование звеньев второго и первого порядка [20-23]. При каскадной реализации передаточная функция обычно представляется в виде произведения сомножителей второго порядка и одного сомножителя первого порядка (при нечетной степени Т(р)). Каждый из этих сомножителей затем реализуется звеном второго или первого порядка. Основным достоинством каскадных фильтров является унификация конструкции и простота расчета и настройки, что объясняется слабым взаимодействием между звеньями. До недавнего времени каскадирование звеньев было основным методом реализации ARC-фильтров высокого порядка, при этом полагалось, что качественные показатели таких фильтров определяются только характеристиками звеньев. Результаты работы [22,24] показали, что динамический диапазон, стабильность и другие показатели каскадных реализации существенно зависят от того, как компонуются полюсно-нулевые пары в передаточные функции звеньев, в какой последовательности включены звенья и какие коэффициенты усиления выбраны. В настоящее время в связи с широким практическим использованием ARC-фильтров к ним предъявляются все более жесткие требования, и каскадный метод реализации, хотя и остается пока наиболее распространенным, уже далеко не всегда удовлетворяет разработчиков, особенно при проектировании узкополосных фильтров более восьмого порядка. Основная причина этого заключается в большой чувствительности частотных характеристик фильтра к изменению параметров элементов. Кроме того, каскадные схемы неудобны для построения перестраиваемых фильтров.

На смену каскадным фильтрам пришли фильтры с более сложными многопетлевыми структурами. Большинство из них получено введением дополнительных частотно-независимых обратных связей (ОС) в каскадную структуру. Использование многопетлевых структур не только позволяет повысить стабильность характеристик, сохранив достоинства каскадных фильтров, но и открывает новые возможности. Многопетлевые ARC-фильтры можно строить на базе одинаковых (по схемам и характеристикам) звеньев второго порядка. Их перестройка в ряде случаев выполняется проще, чем в каскадных аналогах.

Как известно [24], при реализации АФ высокого порядка часто используются лестничные структуры с имитацией, заключающейся в замещении элементов LC-прототипа эквивалентной активной цепью. При имитации (моделировании) LC-цепей в качестве промежуточного этапа необходимо получить резистивно-нагруженный LC-фильтр без потерь с заданными частотными характеристиками. Методы расчета LC-фильтров хорошо известны, поэтому синтез LC-прототипа с помощью машинных программ или специальных каталогов осуществить довольно просто.

Методы имитации LC-цепей условно разделяются на две группы: элементная имитация и операционная. Элементная имитация заключается в замещении элементов LC-прототипа или эквивалентной нормированной цепи тараторами или комплексными конверторами полного сопротивления. При операционной имитации LC-прототип описывается системой уравнений или сигнальным направленным графом. Схему фильтра получают, моделируя математические операции, представленные этими уравнениями или графом с помощью функциональных элементов, например интеграторов и сумматоров.

Основное достоинство АФ, имитирующих LC-цепи, — их экстремально низкая чувствительность к вариациям пассивных и активных элементов. Это обеспечивает наилучшую стабильность таких фильтров по сравнению со всеми другими методами реализации. Вместе с тем, подобным фильтрам присущи и некоторые недостатки. Один из главных недостатков — необходимость использования большого числа активных элементов. Это обусловлено, прежде всего, тем, что в аналоге лестничной структуры активные звенья или интеграторы должны иметь как можно большую добротность. Реализация таких цепей на основе ОУ приводит к необходимости использования большого числа операционных усилителей, так как получение высокой добротности в АФ требует обеспечения большого усиления в петлях отрицательной обратной связи. Другой недостаток цепей, имитирующих лестничные структуры — возможность возникновения во внутренних точках фильтра напряжений, превышающих как входное, так и выходное напряжение [23]. Это может привести к перегрузкам, а следовательно, к возникновению нелинейных искажений и уменьшению динамического диапазона.

Известно, что расширение динамического диапазона каскадного фильтра может быть обеспечено при выборе вида разложения передаточной функции Т(р) [24]. Верхняя граница динамического диапазона фильтра определяется максимальной амплитудой выходного сигнала при допустимом уровне искажений, нижняя граница — уровнем собственных шумов на выходе фильтра. Под искажениями понимаем нелинейные искажения выходного сигнала или искажения АЧХ, вызванные воздействием большого сигнала.

Если динамический диапазон входного сигнала не задан, желательно иметь максимально возможный. Для этого следует обеспечить максимально возможную амплитуду выходного сигнала фильтра (без существенных искажений) при минимальном уровне собственных шумов. При разложении передаточной функции на сомножители нельзя учесть собственные шумы ARC-цепи: для этого необходимо знать распределение спектральной плотности собственных шумов звеньев, реализующих отдельные сомножители Т(р). Соответствующие данные можно получить, только зная принципиальные схемы звеньев и типы используемых элементов. Поэтому единственная возможность обеспечить максимум динамического диапазона с помощью разложения Т(р)—достижение его максимально возможной верхней границы. Искажения сигнала, приводящие к ограничению верхней границы динамического диапазона, возникают, если выходное напряжение любого из звеньев (каскадов) больше некоторого максимально допустимого (для рассматриваемого звена). В многокаскадном фильтре с произвольно выбранными передаточными функциями звеньев возможно превышение максимально допустимого напряжения промежуточных каскадов при линейном режиме работы выходного. Очевидно, что при этом верхняя граница динамического диапазона не будет максимально возможной. Простой путь, приводящий к достижению максимально возможной верхней границы динамического диапазона, — реализация последним каскадом практически всего усиления фильтра, чтобы при увеличении входного сигнала первым перегружался выходной каскад (при линейном режиме работы остальных). Тогда верхняя граница динамического диапазона будет максимально возможной, и будет определяться нелинейными характеристиками только выходного каскада. Однако при таком простом решении входные сигналы промежуточных каскадов малы и соизмеримы с собственными шумами. В результате отношение сигнал-шум на выходе фильтра может оказаться недопустимо малым.

К настоявшему времени теория и практика расширения динамических диапазонов каскадных фильтров и фильтров с многопетелевыми обратными связями достаточно хорошо разработаны в [24,25]. Однако гораздо меньше исследованы и освещены в литературе методы расширения динамического диапазона фильтров с поэлементной имитацией, направленные на уменьшение перегрузок. Следовательно разработка метода увеличения верхней границы динамического диапазона (ДД) лестничных активных фильтров с поэлементной имитацией и реализация на их основе АФ с расширенными ДД представляется одной из основных задач диссертации.

Проектирование лестничных активных фильтров с поэлементной имитацией приводит к необходимости использования большого числа операционных усилителей, которые потребляют большую мощность. Если вместо микросхем ОУ для реализации лестничных полосовых активных фильтров можно использовать более простые специализированные усилители, выполненные на основе АБМК, то потребляемая мощность и их стоимость будет уменьшена. Кроме того, если несколько усилителей реализовать на одном АБМК, то при реализации фильтров высокого порядка необходимое количество используемых корпусов микросхем можно уменьшить. По этой причине реализация лестничных фильтров, выполненных на основе специализированных усилителей, изготовленных на основе аналогового базового матричного кристалла (АБМК), является предметом исследовании.

При реализации аналоговых интегральных схем возможно использование либо биполярных, либо полевых транзисторов. Последнее время в связи с развитием микроэлектроники все больший интерес разработчиков привлекают МДП - технологии. Однако, в роботах [26,27] было показано, что нужно учитывать некоторые свойства МДП-транзисторов для реализаций устройств на их основе. Во-первых, реальная условная площадь усиления оказывается у МДП транзисторов существенно ниже, чем биполярных. Во-вторых, стандартные модели полевых транзисторов, применяемых в современных САПР программ-симуляторов семейства SPICE, неадекватно описывают их поведение в подпороговой области, поэтому проектирование устройств, использующих этот режим, требует повышенного объема экспериментов для подгонки моделей. В- третьих, крутизна МДП транзисторов с короткими каналами в подпороговой области при том же токе оказывается намного меньше, чем у длинноканальных, тогда как выходная проводимость — намного выше, что приводит к резкому ухудшению их усилительных свойств. Последнее обстоятельство практически исключает использование короткоканальных МДП транзисторов в качестве усилителей, работающих микросхеме, несмотря на очень малые емкости таких транзисторов [27]. Таким образом, применение биполярной технологии для решения целого ряда задач, и особенно для усиления в области высоких частот, принципиально обеспечивает достижение заметно лучших характеристик.

По этой причине в настоящей работе для создания активных фильтров на специализированных усилителях используются биполярные АБМК.

Цель работы - создание с использованием специализированных усилителей активных фильтров с расширенными частотными и динамическими диапазонами, выполненными на основе биполярных АБМК. Для достижения поставленной цели необходимо было решить следующие основные задачи:

1. Разработка специализированных усилителей, выполненных на аналоговых базовых матричных кристаллах, и реализация на их основе высокочастотных активных гираторных звеньев.

2. Исследование возможностей реализации лестничных активных фильтров с поэлементной имитацией, обеспечивающих отсутствие перегрузок в используемых в них усилителях.

3. Разработка на АБМК специализированных усилителей и реализация на их основе экономичных лестничных активных фильтров с расширенными частотными и динамическими диапазонами.

Диссертация состоит из введения, трех глав, заключения и приложений.

Заключение диссертации по теме «Элементы и устройства вычислительной техники и систем управления», Зо Мин Аунг

Результаты работы по теме диссертации докладывались на научной конференции МИФИ-2003, на LVIII научной конференции, посвященной Дню радио в г. Москве (2003 г), на научной конференции МИФИ-2004, на LIX научной конференции посвященной Дню радио в г. Москве (2004 г), на международной конференции «Континуальные алгебраические логики, исчисления и нейроинформатика в науке и технике» в г.Ульяновске в 2003 г и в 2004 г, на научной конференции МИФИ-2005 (всего 8 докладов). Доклад на английском языке опубликован в трудах конференции «The Third International Conference on Computer Applications (ICCA-2005). Принята к публикации статья в журнале «Радиотехника». Полный список трудов автора приведён в приложении 7.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В диссертации решен комплекс вопросов, связанных с созданием гираторных активных звеньев второго порядка, а также лестничных полосовых активных фильтров высокого порядка с расширенными частотными и динамическими диапазонами, реализованных на усилителях, которые выполнены на аналоговых базовых матричных кристаллах. При этом получены следующие новые научные результаты:

1. Разработаны две новые схемы гираторных звеньев, работающие в широком диапазоне частот, предложена методика их расчёта. Проведены моделирование и экспериментальные исследования звеньев при их реализации на основе АБМК «Фархад-2» и «Феникс».

2. Проведено сравнение различных звеньев на основе обобщённого параметра, учитывающего добротность звеньев, их частотный и динамический диапазон, потребляемую мощность. Показано, что разработанные гираторные звенья на основе нового базового матричного кристалла «Феникс» имеют параметры, превосходящие параметры активных фильтров, выполненных на лучших известных образцах ОУ.

3. Разработана методика расширения динамического диапазона лестничных полосовых активных фильтров с поэлементной имитацией с использованием преобразований Нортона нескольких элементов их LC-прототипов.

4. Показано, что разработанные активные RC фильтры с поэлементной имитацией имеют динамический диапазон гораздо больший, чем аналогичные фильтры, реализованные по классической процедуре. При этом доказано, что динамический диапазон расширяется не только за счёт устранения перегрузок усилителей, т.е. увеличение верхнего предела динамического диапазона, но и за счёт уменьшения уровня шумов.

5. Проведено сравнение разработанных активных фильтров с поэлементной имитацией с активными фильтрами с многопетлевой обратной связью. При этом показано, что разработанные активные фильтры имеют меньшие напряжения шума и потребляемую мощность при большей возможной частоте их использования.

6. Спроектированы специализированные усилители для полосовых лестничных активных фильтров с поэлементной имитацией, предназначенные для реализации на основе АБМК. Проведено сравнение лестничных фильтров, реализованных на основе специализированных усилителей с активным фильтром, выполненным на основе микросхем ОУ типа - AD8055. При этом показана возможность реализации лестничных полосовых активных фильтров на специализированных усилителях, выполненных на АБМК.

7. Доказано, что активные фильтры, реализованные на специализированных усилителях, имеют существенно большие обобщённые параметры, учитывающие динамический и частотный диапазоны и потребляемую мощность, чем аналогичные фильтры, выполненные на лучших типах микросхем ОУ.

Проведенные научные исследования позволили разработать методики и рекомендации по синтезу высокочастотных активных гираторных звеньев, выполненных на основе элементов аналогового базового матричного кристалла, использующих малое количество активных элементов, а также методику расширения динамического диапазона лестничных активных фильтров, выполненных на основе поэлементной имитации. Разработанные высокочастотные активные гираторные звенья могут быть использованы в диапазоне до 30 МГц.

Список литературы диссертационного исследования кандидат технических наук Зо Мин Аунг, 2005 год

1. Design of Analog Filters, R. Schaumann and M. E. van Valkenburg, Oxford1. University Press, 2001.

2. Massara, R.E., Steadman, J.W., Wilamowski, B.M., Svoboda, J.A. «Active Filters» The Electrical Engineering Handbook, Ed. Richard C. Dorf Boca Raton: CRC Press LLC, 2000

3. Bruce Cuter «Filters for data transmission, application reports», Texas Instrument, SLOA063 July 2001.4. «Filter in radio communications» free down load at www.radioelectronicschool.com.

4. Цифровые фильтры и устройства обработки сигналов на интегральных микросхемах/ Под. ред. Б. Ф. Высоцкого. М.: Радио и Связь, 1984.-177с.

5. Богданович Б. М. Радиоприемные устройства с большим динамическим диапазоном. М.: Радио и связь, 1984.-177с.

6. Nallatamby JC, Bridier М, Prigent М, Obregon J. «Switched capacitors and sampled circuit by harmonic balance and related techniques». IEE Electron Lett 1991, 27, pp 2364-7.

7. Cheung VSL, Luong HC, Ki WH. «А 1-v CMOS switched opamp switched-capacitor pseudo-2-path filter». IEEE J Solid-State Circuits 2001, 36, ppl4-22.

8. Kleine U, Brockherde W, Fettweis A, Hosticka BJ, Pandel J, Zimmer G. «An integrated six-path wave-sc filter». IEEEJ Solid State Circuits 1985, 20, pp 632-40.

9. Analog and Digital Products Filter Design Guide at www.freqdev.com.

10. Schaumann, R.S., Ghausi. M.S., Laker. K.R.,: Design of analog filters. Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1990.

11. Schaumann R. S., Ghausi M. S., and Laker K.R., "Design of analog filters: Passive, active RC and switched capacitor", Prentice Hall Series in Electrical and Computer engineering, New Jersey, U.S.A., 1990.

12. A. S. Sedra, К. C. Smith, "Microelectronic Circuits", Saunders College Publishing, 3rd. Edition, Chapter 1, 1990, pp. 27-28.

13. Масленников В. В., Сироткин А. П., « Избирательные RC-усилители.» М.: Энергия, 1980.-216с.

14. Y. Sun, Design of High Frequency Integrated Analogue Filters, IEE, London, 2002.

15. Дычаковский В. Б., Игнатов Б. И., Сотский Д.В., Страутманис Г. Ф., «Реализация активных RC-фильтров на основе микросхем звеньев второго порядка».- Таганрог, ТРТИ, 1974, с.114-119.

16. Ланнэ А. А. «Потенциальные характеристики линейных фильтрующих цепей».-М.: Связь, 1974.-56 с.

17. Хейнлейн В. Е., Холмс В. X. Активные фильтры для интегральных схем : Пер. с анг./Под ред. Н. Н. Слепова и И. Н. Теплюка. ».-М.: Связь, 1980.- 656с.

18. Синтез активных RC -цепей : Современное состояние и проблемы/ Под ред. А. А. Ланнэ. М.: Связь, 1975.-151с.

19. Синтез линейных электрических и электронных цепей (Метод переменных состояний)/ П. А. Ионкин, Н. Г. Максимович, В. Г. Миронов и др. Львов: Вища Школа, 1982.-311с.

20. Halfin S. An optimization method for cascaded filters. Bell. Syst. Tech. J.,1970, v.44,Feb.,p. 185-190.

21. Активные избирательные устройства радиоаппаратуры. Под ред. В В. Масленников. Радио и связь, 1987. 216 с.

22. Капустян В. И., Активные RC-фильтры высокого порядка. М.: Радио и связь, 1985.

23. D. H. Chiang and R. Schaumann, "Design of a Frequency-Tuning Circuit Used in IFLF Filters", Proc. of the IEEE Int. Symp. on Circuits and Systems, May 2000.

24. R. Reddy, J. Cable, D. Kelly, SIO Conf., 1999, p.8.

25. C.F. Chiou, and R. Schaumann, "Design and performance of a fully integrated bipolar 10.7MHz analog bandpass filter", IEEE Trans. Circuits Systems, CAS-33, 1986, pp.116-124.

26. Масленников B.B. "Использование селективных RC усилителей в блоке усилителя радиочастоты супергетеродинных радиоприёмников." Радиотехника, 1972, т. 27, №8, стр. 65-70.

27. Масленников В.В., Меркулова В.А. "Перестраиваемые избирательные RC усилители для диапазона коротких радиоволн", - В сб.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. - М.: Связь, 1973, вып. 11, стр. 66-73.

28. Herbert-Lowe Н.В., Holmes W.H." A simple gyrator-RC filter stage suitable for cascade connection" Dig of papers, 13th National Radio and Electronics Engineering Conf., Melbourne, 197l,pp 108-109.

29. Масленников В.В., "Об одной возможности построения полосовых RC-усилителей." "Электросвязь", 1970 г. №10, стр. 55-58.

30. Масленников В.В., "Транзисторные избирательные RC усилители с электронной перестройкой частоты."- В сб.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И.Ф. Николаевского - М.: Связь, 1970, вып. 6, стр. 22-34.

31. Atkin Е., Dyomin A., Hyushchenko I.,Khokhlov М., Kondratenko S., Maslennikov V., Mshcherikov V., Mishin Yu., Morozov V., Volkov Yu. "

32. Complementary bipolar application specific analog semicustom array, intended to implement front-end". Proceeding of the English Workshop on Electronics for LHC Experiments, Colmar, France, September, 2002, pp.377-379.

33. Масленников В. В., Зо Мин Аунг «Возможности реализации гираторных фильтров на основе аналоговых базовых матричных кристаллов». Труды LVIII научной конференции, посвященной Дню радио, Москва,2003 г, Том 1, стр. 171-172.

34. Силаев А. С., Зо Мин Аунг «Гираторные фильтры на основе модернизированного аналогового базового матричного кристалла ФАРХАД-2 », 7-я конференция Молодежь и наука (2003г), доклады по секции "Электроника", http://www.molod.mephi.ru/2003/.

35. Масленников В. В., А. А. Демин, Зо Мин Аунг «Возможности реализации гираторных фильтров на основе аналоговых базовых матричных кристаллов» Статья принята к публикации в журнал «Радиотехника».

36. Масленников В. В., Обобщенные показатели качества широкополосных усилителей, Радиотехника, Т.42,1987, № 8.

37. Масленников В. В., Обобщенные показатели качества активных звеньев второго порядка, Радиотехника, 1988, № 6, стр.28-31.

38. Справочник по расчету и проектированию ARC-схем / Под. ред. А. А. Ланнэ .- М.: Радио и связь, 1984.

39. Масленников В. В., В сб. статей.: Полупроводниковая электроника в технике связи, / Под. ред. И. Ф. Николавского.-М.: Радио и связь, 1985.

40. Vittoz Е., Krummenfcher, F. Micropower SC Filters in Si-Gate CMOS technology, European Conf. on circuit Theory and Design. Proceeding, 1981, v.l.

41. Масленников В. В., Меркулова В. А., Транзисторные избирательные RC-усилители с перестройкой частоты в широких переделах, ПТЭ, № 1,1971.

42. Analog Devices data sheet, Operational Amplifiers, 1996, pp. 2-363 2-374.

43. George S. Moschytz and P. Horn. Active filter design handbook. John Wiley & Sons, Chichester, 1981.

44. P. Bowron., F.W. Stephenson. Active filters for communications and instrumentation, Mc Graw-Hill, London, 1979.

45. Хьюлсман JI. П., Аллен Ф. Е. Введение в теорию и расчет активных фильтров: Пер. с англ.- М.: Радио и связь, 1984.

46. Мещеряков В. В., Пенкин И. В., Процедура исключения перегрузок в активных полосовых фильтрах, моделирующих лестничные LC-цепи.: Радиотехника, 1991 г., № И.

47. Масленников В.В., Мещеряков В.В., Зо Мин Аунг « Метод расширения динамического диапазона лестничных полосовых активных фильтров»,

48. Труды научной конференции, посвященной Дню радио, Москва,2004 г, выпуск: LIX-2, стр.93-94.

49. Зо Мин Аунг «Возможности расширения динамического диапазона лестничных полосовых активных фильтров», Сборник научных трудов научной сессии МИФИ-2005, Том 1,стр. 275-277.

50. V.V. Maslennikov, V.V. Mesherikov, Zaw Min Aung «Active Ladder Bandpass Filter with Expanded Dynamic Range», proceeding of The Third International Conference on Computer Applications (ICCA2005), Yangon, Myanmar.

51. Масленников B.B., Мещеряков B.B., Зо Мин Аунг, Чумаков Е. А. «Динамический диапазон лестничных полосовых активных фильтров с поэлементной имитацией», Сборник научных трудов научной сессии МИФИ-2005, Том 1, стр. 278-280.

52. R. Saal. Handbook of Filter Design, allgeneine Elektrizitatz Gesellschaft AEG-Telefunken, Berlin 1979.

53. George S. Moschytz and P. Horn. Active filter design handbook. John Wiley & Sons, Chichester, 1981.

54. S. Pookaiyaudom and W. Surakampontorn, "An accurate integrable voltage-variable floating gyrator," IEEE Trans. Instrum. Meas., vol. IM-29, pp. 1519, March 1980.

55. D. Qiu, "Circuit design of an integrable simulated inductor and its applications," IEEE Trans. Instrum. Meas., vol. IM-40, pp. 902-907, Dec. 1991.

56. L. P. Huelsman, "Active and Passive Analog Filter Design," New York, McGraw-Hill, 1993, ch. 6.

57. R. Nandi, "Lossless inductor simulation: novel configuration using DVCCS," Electron. Lett., vol. 16, pp. 666-667, Aug. 1980.

58. V. I. Prodanov and M. M. Green, "A current-mode FDNR circuit element using capacitive gyrators," Proceedings of 1994 IEEE International Symposium on Circuits and Systems, 1994, vol. 5, pp. 409-412.

59. Крутчинский С.Г. Структурно-топологические признаки ARC-схем с собственной компенсацией.// Известия вузов, Радиоэлектроника. -1994, т. 37, №1-2. С.38 43.

60. Hurtin G, The primary resonator block technique of filter synthesis.-Proc. Int. Filter Symp. Santa Monica, California, USA, 1972, pp.84-87.

61. K. R. Laker and M. S. Gausi, Synthesis of a Low-Sensitivity Multiple-loop Feedback Active RC Filer, IEEE trans. Circuit and Systems, vol.CAS-21, No.2, March, 1973, pp.252-259.

62. K. R. Laker, R. Schaumann and M. S. Gausi, Multiple-Loop Feedback Topologies for the Design of Low-Sensitivity Active Filters, IEEE trans. Circuit and Systems, vol.CAS-21, No.l, January, 1979, pp. 1-19.

63. D. Akerberg and K. Mossberg, A Versatile Active RC Building Block with Inherent Compensation for the Finite Bandwidth of the Amplifier, IEEE Trans. Circuit and Systems, vol.CAS-21,, Jan. 1974, pp.75-78.

64. Luder E, decomposition for a transfer function minimizing distortion and in band losses. Bell Syst. Tech. J., March 1970, v.49, pp. 345-356.

65. Ludwig, Reinhold and Pavel Bretchko, RF Circuit Design: Theoiy and Applications, Prentice-Hall, 2000.

66. H. J. Orchard, G. C. Temes, and T. Cataltepe, "Sensitivity formulas for terminated lossless two-ports," IEEE Trans. Circuits Syst., vol. CAS-32, May 1985, pp. 459-466.

67. P. 0. Brackett and A. S. Sedra, "Direct SFG simulation of LC ladder networks with applications to active filter design," IEEE. Trans. Circuits Systems, vol. CAS-23, Feb. 1976, pp. 61-67.

68. Bruton, L.T., "Multiple-amplifier RC-active filter design with emphasis on GIC realizations," IEEE Trans. Circuits and Systems, Vol. CAS-25, October 1978, No. 10, pp. 830-845.

69. Алексеев А.Г., Войшвилло Г.В. Операционные усилители и их применение.- Москва, Радио и связь, 1989 г.

70. Болтаев А.В., Гадзиковский В.И. и др. Усилительные устройства на интегральных микросхемах. Свердловск, издание УПИ, 1981 г.

71. Головин О.В., Кубицкий А.А. Электронные усилители. Москва, Радио и связь, 1983 г.

72. Ногин В.Н. Аналоговые электронные устройства. Москва, Радио и связь, 1992 г.

73. Остапенко Г. С. Усилительные устройства. Москва, Радио и связь, 1989 г.79. http://www.dself.dsl.pipex.com/ampins/webbop/opamp.htm

74. D. Johns and К. Martin, "Analog Integrated Circuit Design" Wiley & Sons, Inc., 1997.

75. Allen and D. Holberg, "Analog Circuit Design" Oxford University Press, 1987.

76. Игумнов Д. В., Костюнина Г.П. "Полупроводниковые устройства непрерывного действия " - М: "Радио и связь", 1990 г.

77. Справочник по интегральным микросхемам. Под ред. Б.В. Тарабрина М.: Энергия, 1980.

78. Марше Ж. Операционные усилители и их применение. М.: Энергия, 1985.

79. Rafael Cabeza and Alfonso Carlosena. "Analog universal active device: theory, design and applications." Analog Integrated Circuits and Signal Processing, Feb.1997, vol. 12, no. 2, pp. 153-168.

80. Barry Harvey. "Current feedback opamp limitations: A state of heart review." In Proceedings of the IEEE International Symposium on Circuits and Systems, pp. 1066-1069. Chicago, 1993.

81. Johan H. Huijsing. "Operational floating amplifier." IEE Proceedings, Part G, Apr. 1990, vol. 137, no. 2, pp. 131-136.

82. David A. Johns and Ken Martin. Analog Integrated Circuit DesignJohn Wiley & Sons, New York, 1997.

83. Kenneth R. Laker and Willy M. C. Sansen. Design of analog integrated circuits and systems. McGraw-Hill, New York, 1994.

84. Alison Payne and Chris Toumazou. "Analog amplifiers: Classification and generalization." IEEE Transactions on Circuits and Systems-I: Fundamental Theory and Applications, Jan. 1996, vol. 43, no. l,pp. 43-50.

85. Агаханян Т. M., Интегральные микросхемы : Учеб. Пособие для вузов. -М.: Энергоатомиздат, 1983.- 464 с.

86. Гребен А. Б. Проектирование аналоговых интегральных схем. Пер. с анг. М.:Энергия, 1976. -256с.

87. Гребенко Ю. А. Системно-техническое проектирование аналоговых устройств обработки сигналов.- М.: Радио и связь, 1992.